AD8226 是一款低成本、宽电源电压范围的仪表放大器，仅需一个外部电阻即可设定介于 1 至 1000 之间的任意增益。AD8226 设计用于兼容多种信号电压。其宽输入范围与轨到轨输出能力，使信号能够充分利用电源轨的动态范围。由于输入范围还包含低于负电源的能力，因此即使在没有双电源供电的情况下，也能对接近地电平的小信号进行放大。AD8226 可在 ±1.35 V 至 ±18 V 的双电源或 2.2 V 至 36 V 的单电源下工作。AD8226 的鲁棒性输入端专为连接真实世界传感器而设计。除了宽工作范围外，AD8226 还能承受超出电源轨的电压。例如，在 ±5 V 供电条件下，该器件保证可耐受输入端 ±35 V 电压而不损坏。最小及最大输入偏置电流均有明确规格，便于实现开路检测功能。AD8226 非常适合多通道、空间受限的工业应用。与其他低成本、低功耗仪表放大器不同，AD8226 的最小增益为 1，并可轻松处理 ±10 V 信号。凭借 MSOP 封装和 125°C 温度等级，AD8226 能在紧凑、零气流的设计环境中稳定运行。AD8226 提供 8 引脚 MSOP 和 SOIC 两种封装形式，完全支持 –40°C 至 +125°C 的工作温度范围。若是需要封装和性能类似但增益可调范围为 5 至 1000 的器件，可考虑选用 AD8227电子元器件。常见应用工业过程控制桥式放大器医疗器械便携式数据采集多通道系统
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2026/3/18 13:33:48
HMC547ALP3EGaAs MMIC SPDT非反射开关，直流-20 GHz定义HMC547ALP3E 是一款通用型宽带高隔离度非反射式 GaAs pHEMT SPDT 开关，采用无引脚 QFN 表面贴装塑料封装。工作频率范围从直流（DC）至 20 GHz，该开关提供高隔离度和低插入损耗。其特性包括：在高达 5 GHz 时隔离度 >50 dB，在高达 15 GHz 时隔离度 >40 dB。该开关通过互补负电压控制逻辑线进行操作，需 -5/0V 控制电压，无需额外偏置电源。HMC547ALP3E 封装于无引脚 QFN 3×3 mm 表面贴装器件中。具备的特征高隔离度：在5 GHz以下>50 dB>40 dB至15 GHz低插入损耗：10 GHz时为1.8 dB2.5 dB@20 GHz快速切换非反光设计QFN SMT封装，9mm²常见应用•基站基础设施•光纤和宽带电信•微波无线电和甚小孔径终端•军用无线电、雷达和ECM•测试仪器
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2026/3/18 13:17:02
图1和图2中的功率损耗曲线可与图3至图6中的负载电流降额曲线配合使用，用于计算LTM4615在不同散热片配置和气流条件下的近似θJA（结到环境）热阻。图1图2LTM4615电子元器件的两个输出通道均工作在满载4A电流下，图1和图2中的功率损耗曲线分别绘制了每个输出电压通道在最高4A负载下的总功耗。VLDO稳压器设定为0.5W的功耗，通常适用于压差为0.5V或更低的应用场景。例如：1.2V转1V、1.5V转1V、1.5V转1.2V以及1.8V转1.5V等压差组合均可支持VLDO最大负载；但若需更高压差，则需对VLDO进行进一步的热分析。图3图4、5、64A输出对应的电压为1.2V和3.3V。选择这两个电压值是为了涵盖较低和较高的输出电压范围，以便推导热阻模型。热模型基于温控箱内多个温度测量点数据，并结合热建模分析得出。在无气流和有气流条件下，随着环境温度升高，监测结温并相应降低输出电流或功率。结温被维持在约120°C，同时留出相对于最大允许结温125°C的5°C安全裕量。随着环境温度上升，内部模块损耗减少，从而导致输出电流下降。图1和图2中的功率损耗曲线显示了作为负载电流函数的功率损耗量，该函数针对两个通道均有定义。所监测的120°C结温减去 ambient 工作温度，即表示允许的模块温升幅度。举例而言，在图3中，当环境温度为-90°C时，每通道负载电流降至3A，此时两通道在5V/1.2V @ 3A输出下的功耗约为~1.4W。加上VLDO的0.5W功耗，总计为1.9W。若从120°C的最大结温中减去90°C的环境温度，得到温差30°C，再除以1.9W，即可得出15.7°C/W的热阻值。表1指定的15°C/W热阻值与此非常接近。下图1、2中提供了在有无散热片及气...
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2026/3/18 11:48:48
输出电容LTM4615 开关器件专为每个通道提供低输出电压纹波而设计。 bulk 输出电容需选用具有足够低等效串联电阻（ESR）的型号，以满足输出电压纹波和瞬态响应要求。输出电容可选用低 ESR 钽电容、低 ESR 聚合物电容或陶瓷电容。典型输出电容值范围为 66μF 至 100μF。若系统设计师需要进一步降低输出纹波或动态瞬态尖峰，则可能需要额外的输出滤波措施。下图列出了不同输出电压与输出电容组合的矩阵，旨在最小化在 2A/μs 瞬变条件下的电压跌落和过冲。该表格通过优化总等效 ESR 和总 bulk 电容量，以最大化瞬态性能。故障条件：电流限制与过热保护LTM4615 采用电流模式控制，其固有特性可在稳态运行及瞬态过程中逐周期限流电感电流。除过载情况下的电流限制外，LTM4615 还具备过热关断保护功能，当任一通道温度升至约 150°C 时，将禁止开关操作。
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2026/3/18 11:41:57
LTM4615 是一款具有一个额外 1.5A VLDO (非常低压差) 线性稳压器的完整 4A 双路输出开关模式 DC/DC 电源。其引脚功能主要如下：VIN1, VIN2 (J1-J5, K1-K5); (C1-C6, D1-D5)：电源输入引脚施加于这些引脚与GND引脚之间的输入电压。建议将输入去耦电容直接放置在VIN引脚与GND引脚之间。VOUT1, VOUT2 (K9-K12, L9-L12, M9-M12); (C9-C12, D9-D12, E11-E12)：电源输出引脚在这些引脚与GND引脚之间连接输出负载。建议将输出去耦电容直接放置在这些引脚与GND引脚之间。GND1, GND2, (H1, H7-H12, J6-J12, K6-K8 L1, L7-L8, M1-M8); (A1-A12, B1, B7-B12, C7-C8, D6-D8, E1, E8-E10)：输入和输出回路的公共接地引脚TRACK1, TRACK2 (L3, E3)：输出电压跟踪引脚当模块配置为主控输出时，若在RUN/SS引脚对地接入软启动电容，可控制主调节器的斜坡上升；或通过外部电阻分压网络将其连接至主控调节器的跟踪引脚以实现从属控制。若无需跟踪功能，则将TRACK引脚连接至VIN。注意：跟踪功能必须存在负载电流才能正常工作。FB1, FB2 (L6, E6)：开关稳压器误差放大器的负向输入引脚内部通过一个4.99kΩ精密电阻连接至VOUT。可通过在FB与GND引脚间外接电阻来编程设定不同的输出电压。两个电源模块可通过将此引脚并联至相邻模块的FB引脚实现均流。FB3 (F6)：LDO误差放大器的负向输入引脚内部通过一个4.99kΩ电阻连接至LDO_OUT。可通过在FB3与GND引脚间外接电阻来编程设定不同的输出电压。COMP1, COMP2 (L5, E5)：电流控制阈值及误差放大器...
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2026/3/18 11:38:07
LT3790LT®3790 是一款同步四开关降压 - 升压电压/电流调节控制器。它同样可在输入电压高于、低于或等于输出电压时，实现对输出电压、输出电流或输入电流的精确调控。其恒定频率、电流模式架构支持频率在 200kHz 至 700kHz 间可调或同步。在降压或升压运行中亦无需顶部 FET 刷新开关周期。具备 60V 输入与输出能力，并能在不同工作区域间平滑过渡，LT3790 是汽车、工业、通信及电池供电系统中电压调节器和电池/超级电容充电器的理想选择。此外，LT3790 还提供输入电流监控、输出电流监控以及多种状态标志功能，例如 C/10 充电终止指示和输出短路标志。LT3791-1LT®3791-1 是一款同步四开关降压 - 升压电压/电流调节控制器。该控制器可在输入电压高于、低于或等于输出电压的情况下，对输出电压、输出电流或输入电流进行稳压控制。其恒定频率、电流模式架构允许工作频率在 200kHz 至 700kHz 范围内调整或与外部时钟同步。在降压或升压操作中无需顶部 FET 刷新开关周期。凭借 60V 输入能力、60V 输出能力以及各工作区间之间的无缝切换特性，LT3791-1 非常适用于汽车、工业、电信乃至电池供电系统中的电压调节器、电池/超级电容器充电器等应用。对于新设计，我们推荐使用 LT8390：一款 60V 同步四开关降压 - 升压控制器，因其在性能上相比 LT3791-1 有多项改进。两者的区别LT3790 是 LT3791-1 的改进版本，推荐用于新设计中。部分外部元件值可能有所调整，但除此之外，LT3790 电子元器件在功能上与 LT3791-1 等效。两者之间的主要区别如下：电流检测满量程电压不同LT3790 的典型全量程电流检测电压 V_(ISP-ISN) 为 60mV，而 LT3791-1 为 100mV（典型值）。这一改...
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2026/3/17 11:35:07
基本的 PCB 布局要求设置一个专用的接地层平面。此外，对于大电流应用，多层板可为功率元件提供散热路径。PGND 接地层平面不应布设任何走线，并应尽可能靠近功率 MOSFET 所在的层。将输入电容 C_IN、开关 M1、M2 和二极管 D1 放置在一个紧凑区域内；将输出电容 C_OUT、开关 M3、M4 和二极管 D2 放置在另一个紧凑区域内。使用过孔（via）直接连接各元件（包括 LT3790 的 SGND 和 PGND 引脚）至接地层平面。每个功率元件应使用多个大型过孔。为 V_IN 和 V_OUT 使用完整的铜箔平面，以维持良好的电压滤波效果并降低功率损耗。将所有未使用的层用铜箔填充（铺铜）。铺铜有助于降低功率元件温升，并应将铜区连接到任意直流网络（如 V_IN 或 PGND）。分离信号地与功率地。所有小信号元件的地应统一返回至 SGND 引脚的一点，该点再就近连接至功率源（即开关 M2 和 M3）附近的 PGND。尽量将开关 M2 和 M3 靠近控制器放置，同时保持 PGND、BG 和 SW 走线短而粗。将高 dV/dT 节点（SW1、SW2、BST1、BST2、TG1、TG2）远离敏感的小信号节点。由开关 M1、M2、D1 和输入电容 C_IN 构成的回路应具有短的引线长度和 PCB 走线；同样，由开关 M3、M4、D2 和输出电容 C_OUT 构成的回路也应尽量缩短引线和走线。输出电容的负极（–）端子应尽可能靠近输入电容的负极（–）端子连接。将顶部驱动器自举电容 C1 紧邻 BST1 和 SW1 引脚放置；将顶部驱动器自举电容 C2 紧邻 BST2 和 SW2 引脚放置。将输入电容 C_IN 和输出电容 C_OUT 尽量靠近功率 MOSFET 放置。这些电容在升压和降压操作中承载 MOSFET 的交流电流。SNSN 和 SNSP 引脚的走线应并行布置，且间距最小...
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2026/3/17 11:31:00
LT3790 是一款电流模式控制器，可提供高于、等于或低于输入电压的输出电压。LTC 专有拓扑与控制架构在降压（buck）或升压（boost）操作中均使用一个电流检测电阻。所感应的电感电流由反馈放大器 A11 和 A12 的输出——即 Vc 引脚上的电压进行控制。Vc 引脚受三个输入信号控制：一路来自输出环路反馈，一路来自输入电流环路，第三路来自另一个反馈环路。无论哪个反馈输入更高，都将优先起作用，从而迫使转换器进入恒流模式或恒压模式。LT3790 电子元器件被设计为可在两种工作模式之间平滑切换。电流检测放大器 A1 检测 IVINP 与 IVINN 引脚之间的电压，并向放大器 A11 提供预增益。当 IVINP 与 IVINN 间电压达到 50mV 时，A1 输出 IVINMON_INT 至 A11 的反相输入端，此时转换器进入恒流模式。若电流检测电压超过 50mV，A1 输出增大，导致 A11 输出下降，从而减少输送到输出的电流量。以此方式，电流检测电压被稳定在 50mV。输出电流放大器的工作方式类似于输入电流放大器，但其基准电压为 60mV 而非 50mV。输出电流检测电平也可通过 CTRL 引脚调节。将 CTRL 强制拉低至 1.2V 以下，可使 ISMON_INT 与 CTRL 保持相同电平，从而实现电流限制控制。该输出电流放大器支持轨到轨操作。同样地，若 FB 引脚电压高于 1.2V，则 A11 输出降低，以减小电流水平并调节输出电压（恒压模式）。LT3790 提供监控引脚 IVIMON 和 ISMON，它们分别与输入和输出电流放大器两端的电压成比例。主控制环路可通过将 EN/UVLO 引脚拉低来关闭。当 EN/UVLO 引脚电压高于 1.2V 时，内部 14μA 电流源会对 SS 引脚处的软启动电容 CSS 充电。随后，Vc 电压会被钳位在一个比 SS 电压高...
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2026/3/17 11:14:48
一个有源理想二极管进入反向偏置状态时的动态行为，最准确的描述是：先经历一段延迟期，随后进入反向恢复期。在延迟阶段，由于寄生电阻和电感的限制，会积累一定的反向电流。在反向恢复阶段，储存在寄生电感中的能量会被转移到电路中的其他元件上。此时的电流变化率（slew rate）可能高达 100A/μs 或更高。高变化率与串联在输入和输出路径上的寄生电感相结合，可能在 LTC4359 的 IN、SOURCE 和 OUT 引脚处引发潜在破坏性的瞬态电压——尤其是在反向恢复期间。若输入端对地发生零阻抗短路，则问题尤为严重，因为它允许在延迟阶段建立起最大可能的反向电流。当 MOSFET 最终切断该反向电流时，LTC4359 电子元器件的 IN 和 SOURCE 引脚将承受负向电压尖峰，而 OUT 引脚则出现正向电压尖峰。为防止在输入短路条件下损坏 LTC4359，应按下图所示保护 IN、SOURCE 和 OUT 引脚：IN 和 SOURCE 引脚：通过两个 TransZorb® 或 TVS 二极管钳位至 VSS 引脚进行保护。对于 ≥24V 的输入电压，需使用 D4（70V TVS）以在输入短路期间保护 MOSFET 栅极氧化层。在 MOSFET 关断后出现的负向尖峰，可通过 D2（24V TVS）进行钳位；D2 允许最高 24V 的反向输入电压，同时保持 MOSFET 关闭 —— 若无需反向输入保护，则可省略 D2。D1（70V TVS）用于在负载阶跃和过压条件下保护 IN 和 SOURCE 引脚免受正向电压冲击。OUT 引脚：可通过以下方式之一进行保护：使用至少 1.5μF 的输出电容 C_OUT；在 MOSFET 两端并联 TVS 二极管；利用 MOSFET 自身的雪崩击穿能力。注意：若依赖 MOSFET 的雪崩击穿来保护 OUT 引脚，必须确保其 BV_DSS 额定值远低于...
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2026/3/17 11:07:58
LTC4359 是一款正高压理想二极管控制器，用于驱动外部 N 沟道 MOSFET 以替代肖特基二极管。它通过控制 MOSFET 的正向压降，确保即使在轻载条件下也能实现平滑电流传输而不产生振荡。若电源发生故障或短路，其快速关断功能可最大限度减少反向电流瞬态。该器件还提供关断模式，可将静态电流降低至负载开关应用下的 9μA，或理想二极管应用下的 14μA。在大电流二极管应用中，LTC4359 电子元器件可降低功耗、热耗散、电压损耗及 PCB 板面积。凭借其宽工作电压范围、承受反向输入电压的能力以及高温额定值，LTC4359 能够满足汽车和电信应用的严苛要求。此外，LTC4359 还可轻松在具有冗余电源的系统中实现电源“或”功能。具备的特征通过更换功率肖特基二极管来降低功耗宽工作电压范围：4V至80V反向输入保护至-40V9µA低关断电流低150μA工作电流平稳切换，无振荡控制单沟道或背对背N沟道MOSFET提供6引脚（2mm×3mm）DFN、8引脚MSOP和8引脚SO封装AEC-Q100符合汽车应用标准常见应用汽车电池保护冗余电源供应停滞电信基础设施计算机系统/服务器太阳能系统
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2026/3/17 11:03:02
正确使用情况下，LTC1562 滤波器电子元件可承受远超其供电电压的输入信号摆幅。这要求在设计时加以注意——例如，当需要从较小期望信号中滤除大带外干扰时，该特性非常有用。这种对宽范围输入电压的灵活性源于 INV 输入端处于“虚拟地”电位，类似于带有负反馈的运算放大器的反相输入端。LTC1562 本质上响应的是输入电流，而外部阻抗 Z_IN（下图）两端仅出现输入电压 V_IN。为接受超出电源电压范围的输入信号，必须确保：LTC1562 始终处于上电状态（非关断模式）；避免使接收输入的二阶模块的 V1 或 V2 输出饱和。若违反上述任一条件，INV 输入将偏离虚拟地电位，导致过载状况，其恢复时间取决于具体电路细节。如果此过载迫使 INV 输入超出电源电压范围，则可能损坏 LTC1562。防止过载最微妙的一点是：需考虑所有可能的输入信号或频谱，并确保没有任何一个信号会驱动 V1 或 V2 达到电源轨极限。请注意，即使某个通道未被用作信号输出，也不允许其输出饱和。如有必要，可通过降低通带增益（即增大文中图片中的 Z_IN 阻抗）来减小输出摆幅。最后需要解决的问题是：电流和电压限制。流入虚拟地 INV 节点的电流最终会流经驱动 V1 和 V2 的输出电路。因此，输入电流幅度（|V_IN / Z_IN|，见图3）应通过设计限制在小于 1mA，以保证良好的失真性能。另一方面，输入电压 V_IN 出现在外部元件 Z_IN（通常为电阻或电容）两端。该元件当然必须额定能承受施加于其上的电压幅值。
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2026/3/17 10:42:51
LTC1562 是一款具有轨至轨输入和输出的低噪声、低失真、连续时间滤波器电子元器件，其专为 10kHz 至 150kHz 的中心频率 (f0) 而优化。其功能呢描述如下所示：功能描述LTC1562 包含四个匹配良好的二阶、三端子通用连续时间滤波器模块，每个模块均具有一个虚拟地输入节点（INV）和两个轨到轨输出端（V1, V2）。在基本应用中，一个滤波器模块配合三个外部电阻可同时提供二阶低通和带通响应（可见下图，其中使用了一个阻值为 Z_IN 的电阻）。这三个外部电阻用于设定标准二阶滤波器参数：中心频率 f₀、品质因数 Q 和增益。通过内部精密元件与外部电阻 R2 的组合，可设定每个二阶滤波器模块的中心频率 f₀。LTC1562 在出厂时已进行微调，确保当外部电阻 R2 精确为 10kΩ 时，f₀ = 100kHz ±0.5%（PDIP 封装典型值为 ±0.6%）。然而，低通/带通滤波仅是 LTC1562 中二阶/带通模块的一种特定应用。若文中图片中的外部阻抗 Z_IN 变为电容 C_IN（其值仅影响增益，不影响关键频率），则可获得高通响应。此外，通过其他连接方式还可实现零点响应。而且，由于每个二阶模块均采用虚拟地输入结构，因此具备多种运算能力，例如：增益（预放大）多路输入求和与加权处理超出电源电压范围的输入信号直接接受电流或电荷信号这些 Operational Filter™ 频率选择性构建模块的性能几乎可与运算放大器媲美。
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2026/3/17 10:36:07
ADE9000 集成电路电子元器件配备一个由 2048 个 32 位存储单元组成的波形缓冲区。要将数据配置到该缓冲区中，需使用 WFB_CFG 寄存器中的 WF_SRC 和 WF_CAP_SEL 位。数据可来自以下四个来源：Sinc4 输出（32 kSPS）：每个通道的波形缓冲区可容纳 8 ms 的波形数据。Sinc4 + IIR 低通滤波器输出（8 kSPS）：每个通道的波形缓冲区可容纳 32 ms 的波形数据。经 DSP 处理的电流与电压通道波形（8 kSPS）：每个通道的波形缓冲区可容纳 32 ms 的波形数据。经 DSP 重采样的波形（每线周期 128 点）：数据速率随线路周期变化；每个通道的波形缓冲区可容纳 80 ms 的波形数据。对于固定采样率的数据，波形缓冲区提供以下几种填充模式：缓冲区满时停止填充连续填充ADE9000 允许用户选择特定事件来触发波形缓冲区捕获，并提供选项在事件发生时保存当前波形缓冲区地址，以便用户将事件与波形样本同步。当缓冲区处于连续填充模式时，以下波形缓冲区动作可与事件关联：触发时停止填充以触发点为中心进行捕获保存事件地址并继续填充请使用 SPI 突发读取模式读取波形缓冲区内容。默认情况下，该操作会一次性读出波形缓冲区中所有通道的数据。波形缓冲区在最后一个地址被填满后，会在 IRQ0 引脚产生中断。若要使用波形缓冲区功能，DSP 必须处于开启状态。
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2026/3/17 10:23:58
能量累加能量以 8 kSPS 的采样率累加到一个 42 位有符号的内部能量寄存器中。该内部寄存器可累加用户定义数量的样本或半线周期，具体由 EP_CFG 寄存器中的 EGY_TMR_MODE 位配置。当启用半线周期累加时，需通过 ZX_LP_SEL 寄存器中的 ZX_SEL 位配置过零点源。样本数或半线周期数在 EGY_TIME 寄存器中设置。EGY_TIME 的最大值为 8191d。在全量程输入下，内部寄存器将在 13.3 秒后溢出。对于 50 Hz 信号，为防止在半线周期累加过程中发生溢出，EGY_TIME 必须低于 1329（十进制）。在完成 EGY_TIME + 1 个样本或半线周期后，STATUS0 寄存器中的 EGYRDY 位被置位，同时更新能量寄存器。根据 EP_CFG 寄存器中 EGY_LD_ACCUM 位的设置，来自内部能量寄存器的数据会被添加或锁存到用户能量寄存器中。能量寄存器为有符号数，总宽 45 位，分为两个 32 位寄存器，如下图所示。用户可通过 EP_CFG 寄存器中的 RD_RST_EN 位在读取时复位用户能量寄存器。在全量程输入下，用户能量寄存器将在 106.3 秒后溢出。功率累加ADE9000 电子元器件将三相的总有功、无功和视在功率及其基波分量分别累加至对应的 32 位有符号寄存器：xWATT_ACC 与 xFWATT_ACC、xVAR_ACC 与 xFVAR_ACC、以及 xVA_ACC 与 xFVA_ACC。累加的样本数量由 PWR_TIME 寄存器设定。在累积 PWR_TIME + 1 个样本（采样率为 8 kSPS）后，STATUS0 寄存器中的 PWRRDY 位被置位。PWR_TIME 寄存器的最大值为 8191（十进制），最大功率累加时间为 1.024 秒。PHSIGN 寄存器中的 xSIGN 位指示在 PWR_TIME 时间...
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2026/3/17 10:19:36
LT1964 电子元器件具备关断功能，可将静态电流降低至小于 1μA。当 SHDN 引脚被拉低至地电位时，输出将被关闭，偏置电流将降至小于 1μA。SHDN 引脚由内部电流源上拉，因此若该引脚悬空，器件将处于开启状态。为了关闭器件，SHDN 引脚必须被拉低至低于 0.3V（典型值）。为了确保器件开启，SHDN 引脚电压必须高于 1.5V（典型值）。SHDN 引脚的输入电流在低电平时通常小于 1μA，在高电平时通常小于 10μA。当器件处于关断状态时，输出端呈现高阻抗状态。如果输出端连接有大容量电容，建议在关断期间通过外部电阻将输出端放电，以防止在重新上电时产生过大的浪涌电流。此外，SHDN 引脚具有反向保护功能，可以承受低于地电位的电压（最低可达 -20V），而不会损坏器件或导致额外的电流消耗。这使得 LT1964 非常适合用于需要负电压关断控制信号的应用场景。热保护LT1964 内置热限制电路。当结温达到约 150°C 时，热保护电路将关闭输出级，以防止器件因过热而损坏。一旦结温下降约 15°C，器件将自动恢复正常工作。热保护电路旨在防止因持续过载条件导致的灾难性故障；在正常工作条件下，不应触发此保护机制。
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2026/3/16 13:33:47
LT1964 电子元器件的设计为可与多种输出电容稳定工作。输出电容的等效串联电阻（ESR）会影响稳定性，尤其在小容量电容时更为显著。为防止振荡，推荐使用最小值为 1μF、且 ESR ≤ 3Ω 的输出电容。由于 LT1964 是一款微功耗器件，其输出瞬态响应性能取决于输出电容值：较大的输出电容可减小峰值偏差，并在负载电流发生较大变化时提供更优的瞬态响应。用于对由 LT1964 供电的单个元件进行去耦的旁路电容，会增加有效输出电容值。对于陶瓷电容的使用需额外注意。陶瓷电容采用多种电介质材料制造，每种材料在不同温度和施加电压下表现出不同的特性。最常见的电介质类型按 EIA 温度特性代码分类，包括 Z5U、Y5V、X5R 和 X7R。Z5U 和 Y5V 电介质适合在小封装内提供高电容值，但它们往往具有较强的电压系数和温度系数，如下面两张图片所示。当用于 5V 稳压器时，一个标称 16V/10μF 的 Y5V 电容，在施加直流偏置电压并覆盖整个工作温度范围后，其实际有效电容可能降至仅 1μF 至 2μF。相比之下，X5R 和 X7R 电介质具有更稳定的特性，更适合用作输出电容。其中，X7R 型在温度范围内具备更好的稳定性，而 X5R 成本较低且有更高容值可选。但仍需谨慎使用 X5R 和 X7R 电容：X5R 和 X7R 编码仅规定工作温度范围及最大电容随温度的变化率；虽然它们因直流偏置导致的电容变化优于 Y5V 和 Z5U 电容，但该变化仍可能足够大，导致电容值跌落至不合适的水平。随着元件封装尺寸增大，电容器的直流偏置特性趋于改善，但在实际工作电压下的预期电容值仍需验证。电压系数和温度系数并非唯一的问题来源。部分陶瓷电容具有压电效应。压电器件会在其端子间因机械应力产生电压，其原理类似于压电加速度计或麦克风的工作方式。对于陶瓷电容而言，这种应力可由系统振动或热瞬变引起。由此产生的电压可...
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2026/3/16 13:29:21
LT1964 电子元器件的可调版本输出电压范围为 –1.22V 至 –20V。输出电压由两个外部电阻的比值设定，如图 1 所示。器件通过调节输出，使 ADJ 引脚电压维持在相对于地的 –1.22V。此时，流经 R1 的电流等于 (–1.22V)/R1，而流经 R2 的电流则为 R1 中的电流加上 ADJ 引脚偏置电流。在 25°C 时，ADJ 引脚偏置电流为 30nA，该电流从 ADJ 引脚流出并经过 R2。输出电压可通过下图中的公式计算得出。为尽量减少因 ADJ 引脚偏置电流引起的输出电压误差，R1 的阻值应小于 250kΩ。请注意，在关断状态下，输出被关闭，分压器电流将为零。可调器件在测试和规格定义时，默认将 ADJ 引脚连接至 OUT 引脚，并施加 5μA 直流负载（除非另有说明），且输出电压设为 –1.22V。对于大于 –1.22V 的输出电压，其规格参数将与所需输出电压相对于 –1.22V 的比例成正比，即：(VOUT / –1.22V)。例如，当 VOUT = –1.22V 时，负载调整率（对应于输出电流从 1mA 变化到 200mA）典型值为 2mV；而在 VOUT = –12V 时，负载调整率为：(–12V / –1.22V) × (2mV) = 19.6mV
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2026/3/16 13:25:09
上电与复位当ADS1220电子元器件上电时，会执行一次复位操作。该复位过程大约耗时 50 μs。复位完成后，所有内部电路（包括电压基准）均已稳定，可与器件进行通信。作为复位过程的一部分，器件会将配置寄存器中的所有位重置为各自的默认设置。默认情况下，器件被设置为单次转换模式。上电后，器件使用默认寄存器设置执行一次单次转换，然后进入低功耗状态。当转换完成时，DRDY 引脚从高电平跳变为低电平。DRDY 引脚的高到低跳变可用于指示 ADS1220 已就绪并可投入使用。此上电行为旨在防止系统在启动期间因电流浪涌而受到影响，特别适用于对电源要求严格的系统。转换模式器件可在两种转换模式中运行，这两种模式可通过配置寄存器中的 CM 位进行选择：单次转换模式和连续转换模式。单次转换模式在单次转换模式下，器件仅在发出 START/SYNC 命令时执行一次转换。随后，器件执行一次单次转换，并返回至低功耗状态。在此低功耗状态下，内部振荡器和所有模拟电路（除激励电流源外）均被关闭，直到下一次转换开始。此外，在转换过程中写入任何配置寄存器也会启动一次新的转换。向正在进行的转换中写入任何配置寄存器的功能等同于一个新的 START/SYNC 命令，它会停止当前转换并重新启动一次单次转换。每次转换都能完全建立（假设模拟输入信号在转换开始前已稳定至其最终值），因为器件的数字滤波器在一个周期内即可建立完毕。连续转换模式在连续转换模式下，器件持续执行转换。当一次转换完成后，器件将结果存入输出缓冲区，并立即开始下一次转换。为了启动连续转换模式，必须先将 CM 位设为 1，然后发送一个 START/SYNC 命令。第一次转换将在 START/SYNC 命令最后一个 SCLK 下降沿之后的 210 · t(CLK)（正常模式、占空比模式）或 114 · t(CLK)（涡轮模式）后开始。在正在进行的...
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2026/3/16 11:52:14