精心设计的电路板布局可最大化系统性能。从增益设置电阻到 R_G 引脚的走线应尽可能短，以最小化寄生电感。为确保最精确的输出，REF 引脚的走线要么连接至 AD8221 的本地地（如下图所示），要么连接至一个相对于 AD8221 本地地参考的电压。共模抑制AD8221 电子元器件在宽频率范围内具有高共模抑制比（CMRR）的一个优势是：它对干扰（如线路噪声及其相关谐波）具有更强的抗扰能力，优于典型的仪表放大器。通常，这类放大器在 200 Hz 时 CMRR 开始下降；为此常需使用共模滤波器进行补偿。而 AD8221 能在更宽的频率范围内有效抑制共模信号，从而减少对滤波的需求。良好的布局有助于维持 AD8221 在整个频率范围内的高 CMRR。输入源的阻抗和电容应紧密匹配。此外，源端电阻和电容应尽可能靠近输入引脚放置。接地AD8221 的输出电压是相对于参考端子（REF）的电位建立的。应注意将 REF 引脚正确连接至适当的本地地。在混合信号环境中，低电平模拟信号需要与嘈杂的数字环境隔离。许多 ADC 器件设有独立的模拟地和数字地引脚。虽然将两地统一接到单一地平面上较为方便，但流经地线和 PCB 板的电流可能引起数百毫伏的误差。因此，应采用独立的模拟地和数字地回路，以尽量减少从敏感节点流向系统地的大电流。下列图片则展示了示例布局。
浏览次数：
7
2026/3/11 14:17:58
AD8221 是一款基于经典三运放拓扑结构的单片仪表放大器。输入晶体管 Q1 和 Q2 被偏置在固定电流下，因此任何差分输入信号都会迫使 A1 和 A2 的输出电压相应变化。施加到输入端的信号会在 R_G、R1 和 R2 中产生电流，从而使 A1 和 A2 的输出提供正确的电压。从拓扑结构上看，Q1、A1、R1 和 Q2、A2、R2 可视为精密电流反馈放大器。放大后的差分和共模信号被送入一个差分放大器，该放大器抑制共模电压并放大差分电压。此差分放大器采用了创新设计，从而实现低输出失调电压以及极低的输出失调电压漂移。激光修调电阻允许实现高精度增益误差（通常小于 20 ppm）和超过 90 dB 的共模抑制比（CMRR，G = 1）。采用超β输入晶体管和 I_B 补偿方案，AD8221 提供极高的输入阻抗、极低的 I_B、极低的 I_B 漂移、极低的 I_OS、极低的输入偏置电流噪声，以及仅 8 nV/√Hz 的超低电压噪声。AD8221 电子元件的传递函数为：G=1+ (49.4kΩ/RG)用户可通过单个标准电阻轻松且精确地设置增益。由于输入放大器采用电流反馈架构，AD8221 的增益带宽积随增益增加而增大，从而形成一个不会因高增益时预期带宽损失而受影响的系统——这与电压反馈架构不同。为了即使在低输入电平下也能保持精度，对 AD8221 的设计和布局给予了特别关注，使其性能满足最严苛的应用需求。独特的引脚配置使 AD8221 能够满足 CMRR 规格：在 G = 1 时为 80 dB @ 10 kHz，在 G = 1000 时为 110 dB @ 1 kHz。如下图所示的平衡引脚布局减少了过去曾 adversely 影响 CMRR 性能的寄生参数。此外，新引脚布局简化了电路板布线，因为相关走线被集中在一起。例如，增益设置电阻引脚紧邻输入端，参考引脚则靠近输出端。
浏览次数：
4
2026/3/11 14:12:11
上述图片分别展示了在 5V、8V 和 12V 输入电压下的功耗曲线。这些功耗曲线可配合下述图片中的负载电流降额曲线使用，以计算在不同散热条件和气流环境下 LTM4633 的近似结到环境热阻 θJA。功耗曲线是在室温下测得的，并乘以 1.4 的系数以反映结温为 125°C 时的情况。该系数的由来是：当结温从 25°C 升至 150°C 时，稳压器的功耗约增加 50%；因此，在 125°C 温差范围内（即 150°C - 25°C），每摄氏度功耗增加约 0.4%。由于最大允许结温 125°C 与室温 25°C 之差为 100°C，故总功耗增幅为 100 × 0.4% = 40%，对应乘数 1.4。降额曲线以输出电流为纵轴、环境温度为横轴绘制，起始点为 30A 输出电流、40°C 环境温度。此 30A 值源于三个通道均工作在 10A 时的并联状态，便于热测试标准化。当三通道并联工作时，输出电压设定为 1.0V 或 1.8V。其中，通道 1 和通道 2 设计支持最高 1.8V 输出；另两条降额曲线则展示通道 1 和通道 2 各输出 1.8V @ 10A（合计 20A），同时通道 3 输出 5V @ 10A 且随环境温度升高而逐步降额的情形。此举旨在关联不同输出功率配置下的热阻数值，以便用户根据实际输出需求对 LTM4633 模块进行合理降额。对于特定输出电压和电流组合，其功耗值取自相应曲线，并乘以 1.4 以换算至 125°C 结温下的功耗。热模型数据来源于温控腔室内带/不带气流的多种温度测量结果，并结合热仿真分析得出。监测结温的同时，同步记录有无气流条件下的环境温度变化，并将环境温度变化引起的功耗增量纳入降额曲线中。在降低输出电流或功率的同时，通过提高环境温度，...
浏览次数：
6
2026/3/11 13:50:36
LTM4633 μModule（微模块）稳压器 将三个完整的 10A 开关模式 DC/DC 转换器集成于一个小型封装内。该封装内部已包含开关控制器、功率 MOSFET、电感器及绝大多数支持元件。LTM4633 电子元器件的三个稳压器可在以下输入电压范围内工作：单路供电：4.7V 至 16V；或带外部 5V 偏置时：2.375V 至 16V。输出电压范围如下：VOUT1 和 VOUT2：0.8V 至 1.8V；VOUT3：0.8V 至 5.5V。每个输出电压均由一个外部电阻设定。高开关频率与电流模式架构相结合，使器件在不牺牲稳定性的前提下，对输入电压波动和负载瞬变具备极快的响应能力。该器件支持以下功能：频率同步；VOUT1 与 VOUT2 的多相并联运行；软启动；输出电压跟踪 —— 用于电源轨时序控制。故障保护功能包括：过压保护；过流保护；温度监控。该电源模块采用节省空间、增强散热的 15mm × 15mm × 5.01mm BGA 封装。LTM4633 符合 RoHS 标准，并提供无铅表面处理。
浏览次数：
2
2026/3/11 13:38:00
HMC689LP4(E) 是一款高动态范围、无源 MMIX（混频器）芯片，集成低噪声放大器（LO 放大器），采用 4×4 mm SMT QFN 封装，工作频率覆盖 2.0 – 2.7 GHz。在 3G 和 4G GSM/CDMA 应用中，HMC689LP4(E) 下变频性能优异，输入三阶截点（IP3）高达 +32 dBm，且仅需 0 dBm 的本振（LO）驱动功率。当输入 1 dB 压缩点为 +23 dBm 时，RF 端口可接受宽范围的输入信号电平。典型转换损耗为 7.5 dB。该器件的直流至 800 MHz 中频（IF）频率响应可满足 GSM/CDMA 发射或接收频段规划要求。HMC689LP4(E) 与 HMC688LP4(E) 引脚兼容 —— 后者是一款 2.0 – 2.7 GHz 混频器，内置 LO 放大器，专为低边本振（Low Side LO）应用优化设计。具备的特征高输入IP3:+32 dBm低转换损耗：7.5 dB低LO驱动：0 dBm针对高端LO输入进行了优化上转换和下转换应用程序24引脚4x4mm SMT封装：16mm²常见应用HMC689LP4（E）非常适合：•蜂窝/3G和LTE/WiMAX/4G•基站和中继器•GSM、CDMA和OFDM•发射器和接收器
浏览次数：
2
2026/3/11 13:27:08
AD637是一个完整的、高精度的均方根到直流转换器，可以计算任何复杂波形的真实均方根值。它提供了集成电路rms到dc转换器中前所未有的性能，在精度、带宽和动态范围方面与离散和模块化技术相当。AD637低频测量若待测信号的频率低于 10 Hz，则在标准均方根（RMS）连接方式下，为实现即使仅 1% 的平均误差所需使用的平均电容值将变得极其庞大。下图展示了一种替代方案，用于实现低频 RMS 测量。在该电路中，平均时间常数由电阻 R 与平均电容 CAVL 的乘积决定，其值为每微法拉（μF）CAVL 对应 0.5 秒。此电路允许将平均电容值降低至原来的 1/20（即 20:1 缩减），从而可使用高质量的钽电容器。建议采用文中所示图片中的二阶 Sallen-Key 滤波器，以获得低纹波并最小化平均电容的取值。若关注频率低于 1 Hz，或平均电容值仍过大，可进一步增大该 20:1 的比例。实现方法是增加电阻 R 的阻值。若采取此措施，建议使用低输入电流、低失调电压的运算放大器（如 AD548）取代内部缓冲放大器。这是因为当放大器输入电流与较大电阻组合时，会引入显著的失调误差，而选用此类精密运放可有效抑制该误差。
浏览次数：
1
2026/3/11 13:22:28
LTC3616 是ADI(亚德诺)一款低静态电流、单片式、同步降压型稳压器芯片。其MODE引脚用于选择四种不同操作模式之一：突发模式操作 — 内部钳位将 MODE 引脚连接至 SGND 可启用带内部钳位的突发模式。在该模式下，轻载时内部功率开关间歇性工作，通过减少开关损耗提高效率。当开关处于空闲状态时，LTC3616 进入睡眠状态，许多内部电路被禁用以节省功耗。在突发模式运行期间，最小峰值电感电流被内部钳位，同时监控 ITH 引脚电压，由突发比较器决定何时启用或禁用睡眠模式。当平均电感电流大于负载电流时，ITH 引脚电压下降；当其降至低于内部钳位值时，突发比较器触发并启用睡眠模式。在睡眠模式下，功率 MOSFET 被关闭，负载电流完全由输出电容提供。当输出电压下降时，顶部功率开关重新导通，内部电路也被重新启用。此过程重复进行，其频率取决于负载电流大小。突发模式操作 — 外部钳位将 MODE 引脚连接至 0.45V 至 0.8V 范围内的电压，可启用带外部钳位的突发模式。在此模式下，ITH 引脚的最小电压由 MODE 引脚上所施加的电压 externally 设定。脉冲跳跃模式操作脉冲跳跃模式类似于突发模式，但 LTC3616 在睡眠模式下不会关闭内部电路供电。这改善了输出电压纹波性能，但会增加静态电流，从而牺牲轻载效率。将 MODE 引脚连接至 SVIN 可启用脉冲跳跃模式。随着负载电流减小，峰值电感电流由 ITH 引脚电压决定，直到该电压降至对应于 0A 的电平。此时，峰值电感电流由电流比较器的最小导通时间决定。若负载需求小于最小导通时间内电感电流的平均值，则跳过部分开关周期以维持输出电压稳定。强制连续模式在强制连续模式下，电感电流持续循环，在所有输出电流电平下均产生最小的输出电压纹波。将 MODE 引脚连接至 1.1V 至 (SVIN × 0.58) 范围内的...
浏览次数：
2
2026/3/11 11:53:29
LTC3616 电子元器件是ADI(亚德诺)一款单片、恒定频率、电流模式的降压型 DC/DC 转换器。在正常工作期间，内部顶部功率开关（P 沟道 MOSFET）在每个时钟周期开始时导通。电感电流随之增加，直到电流比较器触发并关闭顶部功率开关。电流比较器触发电感峰值电流的大小由 ITH 引脚上的电压控制。误差放大器通过将一个电阻分压器反馈信号与 VFB 引脚上的内部 0.6V 参考电压进行比较，来调节 ITH 引脚上的电压。当负载电流增加时，会导致反馈电压相对于参考电压下降；此时误差放大器会提升 ITH 电压，直至平均电感电流匹配新的负载电流。ITH 引脚的典型电压范围为 0.1V 至 1.05V，其中 0.45V 对应零电流。当顶部功率开关关断后，同步功率开关（N 沟道 MOSFET）导通，直到底部电流限制被达到或下一个时钟周期开始为止。在强制连续模式下，底部电流限制通常设定为 -8A；而在突发模式和脉冲跳跃模式下，该限值则为 0A。当 RT/SYNC 引脚连接至 SVIN 时，工作频率默认为 2.25MHz；也可通过在 RT/SYNC 引脚与地之间连接一个外部电阻，或向 RT/SYNC 引脚施加时钟信号的方式来设置工作频率。开关频率可在 300kHz 至 4MHz 范围内设定。过压和欠压比较器会在输出电压偏离设定点超过 ±7.5%（典型值）时，将 PGOOD 输出拉低。
浏览次数：
2
2026/3/11 11:44:35
LTC3616 是ADI(亚德诺)一款低静态电流、单片同步降压稳压器，采用电流模式、恒定频率架构。提供无铅 24 引脚 3 mm × 5 mm 热增强型 QFN 封装。在睡眠模式下（突发模式操作），其空载直流电源电流仅为 70 μA，同时仍能维持输出电压；在关断状态下，电流降至零。2.25 V 至 5.5 V 的输入电压范围使其非常适用于单节锂离子（Li-Ion）电池以及固定低压应用。100% 占空比能力支持低压差运行，从而延长电池供电系统的续航时间。工作频率可通过外部编程最高达 4 MHz，允许使用小型表面贴装电感器。对于对开关噪声敏感的应用，LTC3616 可同步至高达 4 MHz 的外部时钟信号。LTC3616 电子元器件的强制连续导通模式可降低噪声和射频干扰（RFI）。可调补偿功能可在宽范围的负载和输出电容条件下优化瞬态响应。内部同步开关提高了效率，并消除了对外部续流二极管的需求，从而节省外部元件数量和电路板空间。具备的特征6A输出电流2.25V至5.5V输入电压范围低输出纹波突发模式®操作：IQ=75µA±1%输出电压精度输出电压降至0.6V高效：高达95%低压差操作：100%占空比SW节点上的可编程转换率降低了噪声和电磁干扰可调开关频率：高达4MHz带内部补偿的可选有源电压定位（AVP）带可调脉冲夹的可选脉冲跳过/强制连续/脉冲模式操作可编程软启动启动跟踪或外部参考输入DDR内存模式，IOUT=±3A提供24针3mm×5mm QFN热增强封装
浏览次数：
2
2026/3/11 11:30:25
热关断ADM1485 内置热关断电路，可在故障条件下保护器件免受过功耗损害。若将驱动器输出短路至低阻抗源，可能导致高驱动电流。热感应电路检测温度升高并禁用驱动器输出。当芯片温度达到 150°C 时，热感应电路会关闭驱动器输出；随着器件冷却，驱动器将在 140°C 时重新启用。电缆与数据速率RS-485 通信首选的传输线是双绞线。双绞线有助于抵消共模噪声，并通过每根导线中流动的电流产生的磁场相互抵消，从而降低有效电感。ADM1485 专为多点传输线上的双向数据通信而设计。下图所示为典型的多点传输网络应用示例。一条 RS-485 传输线最多可连接 32 个收发器。在同一时刻，仅允许一个驱动器发送数据，但多个接收器可同时被使能。传播延迟ADM1485 电子元器件具有极低的传播延迟，确保最大波特率运行。驱动器设计均衡良好，可实现无失真传输。另一个重要规格是互补输出之间的偏斜（skew）。过大的偏斜会削弱系统的抗噪能力，并增加电磁干扰（EMI）差分数据传输差分数据传输用于在长距离和噪声环境中可靠地高速传输数据。差分传输可消除线路中以共模电压形式出现的接地偏移和噪声信号的影响。电子工业协会（EIA）批准了两项主要标准，规定了差分数据传输中所用收发器的电气特性。RS-422 标准规定数据速率最高可达 10 Mbaud，线路长度可达 4000 英尺。单个驱动器最多可驱动一条传输线连接至 10 个接收器。为满足真正的多点通信需求，定义了 RS-485 标准。该标准满足甚至超越了 RS-422 的所有要求，并允许将多达 32 个驱动器和 32 个接收器连接到同一条总线上。其扩展的共模范围定义为 -7 V 至 +12 V。RS-422 与 RS-485 之间最显著的区别在于：RS-485 允许禁用驱动器，从而允许多于一个（实际上最多 32 个）设备同时连接到同一条线路。虽然同...
浏览次数：
1
2026/3/11 11:27:42
德州仪器 (TI)正与 NVIDIA 携手加速推动人形机器人在现实世界中的安全部署。通过将 TI 的实时电机控制、传感、雷达及电源技术，与 NVIDIA 先进的机器人计算、基于以太网的传感和仿真技术相结合，机器人开发人员可更早、更精准地完成感知、驱动与安全功能的验证。TI 通过为机器人各个关节与子系统提供确定性控制、传感、电源及安全技术，将 NVIDIA 的物理 AI 算力与现实世界应用相连接。此次合作将助力开发人员更快地从虚拟开发阶段推进至可量产、可规模化且符合安全标准的系统。作为此次合作的一部分，TI 利用 NVIDIA Holoscan Sensor Bridge，将其毫米波雷达技术与 NVIDIA Jetson Thor 平台集成，打造了一套传感器融合解决方案，为人形机器人实现低延迟 3D 感知与安全感知能力。TI 将于 2026 年 3 月 16 日至 19 日在加利福尼亚州圣何塞举办的 NVIDIA GTC 大会上展示该解决方案。TI 工厂自动化、电机驱动和机器人总经理 Giovanni Campanella 表示：“下一代物理 AI 不仅需要先进的计算能力，更要求传感、控制、电源与安全系统之间实现无缝集成。TI 全面的产品组合打通了 NVIDIA 强大的 AI 算力与现实世界应用之间的壁垒，帮助开发者在开发早期即可完成完整人形机器人系统的验证。这种一体化方案将加速人形机器人从原型设计向能与人类安全协作的可商业化产品演进。”NVIDIA 机器人与边缘 AI 副总裁 Deepu Talla 表示：“要让人形机器人在不可预测的环境中安全运行，处理能力需要实现巨大飞跃，才能将复杂 AI 模型与实时传感器数据和电机控制进行同步。将德州仪器的传感和电源管理技术与 NVIDIA Jetson Thor 平台相结合，可为开发人员提供具备功能安全的基础平台，从而加速下一代物理 ...
浏览次数：
1
2026/3/11 11:10:24
Microchip扩展了其信任平台，推出了TA101 TrustFLEX安全认证集成电路（IC）和由Kudelski Labs提供的keySTREAM®服务的TA101 TrustMANAGER。TA101 信任平台设备设计用于受CRA法规约束的产品以及构建软件定义车辆（SDV）架构的开发者，支持多种部署模型。对于拥有能够大规模安全管理加密密钥和固件的现有云基础设施的公司，该平台集成了工厂预配置的TrustFLEX安全认证集成电路。对于没有此类基础设施的公司，TrustMANAGER平台提供基于云的密码密钥生命周期管理和固件空中（FOTA）更新服务。这种集成方法为客户提供了应对严格安全要求的选择，同时显著降低实施复杂性。在工业应用中，信任平台支持国际电工委员会（IEC）62443标准和CRA合规，支持基于PKI的认证、安全认证通信、集中式安全、生命周期管理和认证固件更新。此外，Microchip的工厂内或现场配置服务有助于简化合规评估和技术文档。Microchip安全计算集团企业副总裁Nuri Dagdeviren表示：“安全需求正在迅速扩展，给开发者在实施加密密钥管理和安全更新方面带来了重大挑战。”“在Microchip，我们相信安全可以促进创新，而不是阻碍创新。我们的信任平台简化了安全生命周期，实现了便捷的集成，帮助客户更快、更有信心地将产品推向市场。”TA101 TrustFLEX（TA101-TFLXTLS）集成电路在工厂就已预配置，适用于常见的安全用例，帮助实现快速的硬件认证，而无需从零设计密码配置。这种方法旨在缩短开发时间，简化文档工作，并降低与手动配置安全集成电路相比的安全风险。密钥的安全配置在Microchip认证工厂按照通用准则（Common Criteria）规范进行。免责声明：本文为转载文章，转载此文目的在于传递更多电子元器件行业信息，版权归...
浏览次数：
2
2026/3/11 11:04:41
ADM7171 线性稳压器电子元器件的超低输出噪声是通过将 LDO 误差放大器配置为单位增益，并使基准电压等于输出电压来实现的。这种架构在传统意义上不适用于可调输出电压的 LDO。然而，ADM7171 的架构允许通过外接电阻分压器将任意固定输出电压设定为更高的电压值。例如，一个可调（单位增益下输出 1.2 V）的 ADM7171 可根据以下公式设置为 6 V 输出：VOUT = 1.2 V × (1 + R1/R2)以这种方式使用 ADM7171 电子元器件的缺点是：输出电压噪声与输出电压成正比。因此，最佳做法是选择一个接近目标电压的固定输出电压版本，以最小化输出噪声的增加。可通过修改可调 LDO 电路，使其输出噪声水平接近固定输出版本的 ADM7171。上图所示电路在输出电压设定电阻分压器中增加了两个额外元件：CNR 和 RNR，它们并联在 RFB1 两端，用于降低误差放大器的交流增益。RNR 应选得远小于 RFB2。若 RNR 为 RFB2 阻值的 1% 至 10%，则误差放大器的最小交流增益约为 0.1 dB 至 0.8 dB。实际增益由 RNR 与 RFB1 的并联组合决定。这确保了误差放大器始终工作在略高于单位增益的状态。CNR 的取值方法是：令其在 0.5 Hz 至 10 Hz 频率范围内的电抗等于 RFB1 – RNR。这样可设定误差放大器交流增益比其直流增益低 3 dB 的频率点。假设固定输出 LDO 的噪声约为 5 μV，则可通过以下公式估算可调 LDO 的噪声：Noise = 5 μV × (RPAR + RFB2) / RFB2其中，RPAR 是 RFB1 与 RNR 的并联等效电阻。根据文中图片所示元件值，ADM7171 具有以下特性：直流增益：5（14 dB）3 dB 滚降频率：0.8 Hz高频交流增益：1.09（0.75 dB...
浏览次数：
3
2026/3/10 13:47:06
电流限制与热过载保护ADM7171 电子元件内置电流限制和热过载保护电路，可防止因功耗过大而造成的器件损坏。该器件设计为在输出负载达到典型值 3 A 时启动电流限制功能。当输出负载超过 3 A 时，输出电压会自动降低，以维持恒定的电流限制值。器件还包含热过载保护功能，可将结温限制在最高 150°C（典型值）。在极端条件下（例如高环境温度或高功耗），当结温开始上升至 150°C 以上时，输出将被关闭，使输出电流降至零。当结温下降至低于 135°C 时，输出重新开启，输出电流恢复至正常工作值。考虑一种情况：VOUT 对地发生硬短路。起初，ADM7171 启动电流限制，仅允许 3 A 电流流入短路点。如果此时结区自发热足以使其温度升至 150°C 以上，则热关断机制被触发，关闭输出并使输出电流归零。随着结温冷却并降至 135°C 以下，输出再次导通，继续向短路点提供 3 A 电流，导致结温再度升高至 150°C 以上。这种在 135°C 与 150°C 之间的热振荡，会导致输出电流在 3 A 与 0 mA 之间反复切换，只要短路状态持续存在，此过程就会一直循环。电流限制与热限幅保护旨在防止器件在意外过载情况下受损。为确保可靠运行，必须通过外部手段限制器件功耗，使结温不超过 125°C。
浏览次数：
1
2026/3/10 13:40:10
ADM7171 是一款低静态电流、低压差线性稳压器，工作电压范围为 2.3 V 至 6.5 V，可提供高达 1 A 的负载电流。在满载条件下，其典型静态电流仅为 4.0 mA，这使得 ADM7171 非常适合用于便携式设备。在室温下，其典型关断电流消耗为 0.25 μA。该器件针对使用小型 4.7 μF 陶瓷电容进行了优化，能够提供出色的瞬态响应性能。内部结构上，ADM7171 包含一个基准电压源、一个误差放大器、一个反馈分压网络以及一个 PMOS 调整管。输出电流通过由误差放大器控制的 PMOS 器件提供。误差放大器将基准电压与来自输出的反馈电压进行比较，并放大两者之间的差值。当反馈电压低于基准电压时，PMOS 器件的栅极被拉低，允许更多电流通过，从而提高输出电压；当反馈电压高于基准电压时，PMOS 器件的栅极被拉高，限制电流通过，从而降低输出电压。ADM7171 电子元件提供 17 种固定输出电压选项，范围从 1.2 V 到 5 V。其架构支持通过外接电阻分压器将任意固定输出电压设定为更高的电压值。例如，一个默认输出为 5 V 的 ADM7171，可根据以下公式设置为 6 V 输出：VOUT = 5 V × (1 + R1/R2)为最小化因 SENSE 引脚输入电流引起的输出电压误差，建议 R2 的阻值小于 200 kΩ。例如，当 R1 和 R2 均等于 200 kΩ，且默认输出电压为 1.2 V 时，调整后的输出电压为 2.4 V。假设在 25°C 下 SENSE 引脚的典型输入偏置电流为 1 nA，则由此引入的输出电压误差为 0.1 mV 或 0.004%。ADM7171 使用 EN 引脚在正常工作条件下启用或禁用 VOUT 引脚。当 EN 为高电平时，VOUT 开启；当 EN 为低电平时，VOUT 关闭。若需自动启动功能，请将 EN 引脚连接至...
浏览次数：
3
2026/3/10 13:34:22
LTC2845 是一款 5 驱动器 / 5 接收器的多协议收发器。LTC2845 由 3.3 V 电源供电，该电源由 LTC2846 提供。LTC2845 与 LTC2846 共同构成一个完整的软件可选 DTE 或 DCE 接口端口的核心，支持 RS232、RS449、EIA530、EIA530-A、V.35、V.36 和 X.21 等多种通信协议。引脚图及功能详细信息引脚图引脚功能 （G-36 / QFN-38 封装）VCC（引脚 1, 19 / 引脚 17, 36）：收发器正电源。连接至 LTC2846 的 VCC 引脚或 5 V 电源。请在此引脚对地连接一个 1 μF 电容。VDD（引脚 2 / 引脚 37）：V.28 正电源电压。连接至 LTC2846 的 VDD 引脚 7 或 8 V 电源。请在此引脚对地连接一个 1 μF 电容。D1（引脚 3 / 引脚 38）：TTL 电平驱动器 1 输入。D2（引脚 4 / 引脚 1）：TTL 电平驱动器 2 输入。D3（引脚 5 / 引脚 2）：TTL 电平驱动器 3 输入。R1（引脚 6 / 引脚 3）：CMOS 电平接收器 1 输出。当处于高阻态时，接收器输出具有弱上拉至 VIH。R2（引脚 7 / 引脚 4）：CMOS 电平接收器 2 输出。R3（引脚 8 / 引脚 5）：CMOS 电平接收器 3 输出。D4（引脚 9 / 引脚 6）：TTL 电平驱动器 4 输入。R4（引脚 10 / 引脚 7）：CMOS 电平接收器 4 输出。M0（引脚 11 / 引脚 8）：TTL 电平模式选择输入 0。模式选择输入默认上拉至 VIH。M1（引脚 12 / 引脚 9）：TTL 电平模式选择输入 1。M2（引脚 13 / 引脚 10）：TTL 电平模式选择输入 2。DCE/DTE（引脚 14 / 引脚 12）：TTL 电平模式选择输...
浏览次数：
2
2026/3/10 11:53:15
LT1001 显著推动了精密运算放大器的技术水平。在该器件的设计、制造和测试过程中，特别注重对多个关键参数整体分布的优化。因此，与同类竞争精密放大器相比，最低成本、商业温度等级的 LT1001C 的规格性能已得到大幅提升。本质上，所有单元的输入失调电压均小于 50 μV（见下方分布图）。这使得 LT1001AM/883 可被指定为 15 μV。LT1001C 的输入偏置电流与失调电流、共模抑制比及电源抑制比等指标，提供了以往仅能在昂贵精选等级器件中才能实现的性能保证。其功耗相较于最流行的精密运放几乎减半，且未对噪声或速度性能造成不利影响。低功耗带来的一个有益副产品是温漂降低。此外，LT1001 电子元件的输出驱动能力也得到增强，在 10 mA 负载电流下仍能保证电压增益。常见应用热电偶放大器应变计放大器低电平信号处理高精度数据采集
浏览次数：
2
2026/3/10 11:41:50
在许多传感器应用中，有必要对信号进行滤波，以去除杂散高频分量（包括噪声），或从峰均比（PAR）大于1的波动信号中提取平均值。例如：全波整流正弦波的 PAR 为 1.57，升余弦波的 PAR 为 2，半波正弦波的 PAR 为 3.14；而含有大幅值尖峰的信号，其 PAR 可能达到 10 或更高。在实现滤波器时，必须考虑 PAR，以确保 AD8208 前置放大器（A1）的输出在进入 A2 之前不发生削波；否则，非线性失真将被平均化，并在输出端表现为误差。为避免此类误差，两个放大器应同时进入削波状态。这一条件可通过使 PAR 不超过第二级放大器的增益来实现（默认配置下该增益为 2）。例如，若预期 PAR 为 5，则应将 A2 的增益提升至 5。可利用 AD8208 电子元件提供的功能，通过多种方式实现低通滤波器。最简单的情况是单极点滤波器（滚降率为 20 dB/十倍频程）：将引脚 3 与引脚 4 短接，并通过内部 100 kΩ 电阻将 A1 输出连接至 A2 输入，再从此节点对地接入一个电容，如图 1 所示。若在该电容两端并联一个电阻以降低增益，则截止频率会相应升高；因此，此时增益应按该电阻与 100 kΩ 电阻的并联值计算。图1如果如图 2 所示，通过外接电阻提高增益，则截止频率会以相同比例降低。例如，使用 200 kΩ 电阻（此时增益加倍），会使截止频率缩放至 0.796 Hz·μF（对于 20 Hz 截止频率，对应电容值为 0.039 μF）。图2采用图 3所示的连接方式，可实现滚降率为 40 dB/十倍频程的双极点滤波器。此配置是一种基于 ×2 放大器的 Sallen-Key 结构。图3值得注意的是：一个截止频率为 f₂ 的双极点滤波器，与一个截止频率为 f₁ 的单极点滤波器，在衰减特性上等效——即满足 40 log(f₂/f₁)，如图 4 所示。图4...
浏览次数：
1
2026/3/10 11:30:47