LT3790LT®3790 是一款同步四开关降压 - 升压电压/电流调节控制器。它同样可在输入电压高于、低于或等于输出电压时，实现对输出电压、输出电流或输入电流的精确调控。其恒定频率、电流模式架构支持频率在 200kHz 至 700kHz 间可调或同步。在降压或升压运行中亦无需顶部 FET 刷新开关周期。具备 60V 输入与输出能力，并能在不同工作区域间平滑过渡，LT3790 是汽车、工业、通信及电池供电系统中电压调节器和电池/超级电容充电器的理想选择。此外，LT3790 还提供输入电流监控、输出电流监控以及多种状态标志功能，例如 C/10 充电终止指示和输出短路标志。LT3791-1LT®3791-1 是一款同步四开关降压 - 升压电压/电流调节控制器。该控制器可在输入电压高于、低于或等于输出电压的情况下，对输出电压、输出电流或输入电流进行稳压控制。其恒定频率、电流模式架构允许工作频率在 200kHz 至 700kHz 范围内调整或与外部时钟同步。在降压或升压操作中无需顶部 FET 刷新开关周期。凭借 60V 输入能力、60V 输出能力以及各工作区间之间的无缝切换特性，LT3791-1 非常适用于汽车、工业、电信乃至电池供电系统中的电压调节器、电池/超级电容器充电器等应用。对于新设计，我们推荐使用 LT8390：一款 60V 同步四开关降压 - 升压控制器，因其在性能上相比 LT3791-1 有多项改进。两者的区别LT3790 是 LT3791-1 的改进版本，推荐用于新设计中。部分外部元件值可能有所调整，但除此之外，LT3790 电子元器件在功能上与 LT3791-1 等效。两者之间的主要区别如下：电流检测满量程电压不同LT3790 的典型全量程电流检测电压 V_(ISP-ISN) 为 60mV，而 LT3791-1 为 100mV（典型值）。这一改...
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2026/3/17 11:35:07
基本的 PCB 布局要求设置一个专用的接地层平面。此外，对于大电流应用，多层板可为功率元件提供散热路径。PGND 接地层平面不应布设任何走线，并应尽可能靠近功率 MOSFET 所在的层。将输入电容 C_IN、开关 M1、M2 和二极管 D1 放置在一个紧凑区域内；将输出电容 C_OUT、开关 M3、M4 和二极管 D2 放置在另一个紧凑区域内。使用过孔（via）直接连接各元件（包括 LT3790 的 SGND 和 PGND 引脚）至接地层平面。每个功率元件应使用多个大型过孔。为 V_IN 和 V_OUT 使用完整的铜箔平面，以维持良好的电压滤波效果并降低功率损耗。将所有未使用的层用铜箔填充（铺铜）。铺铜有助于降低功率元件温升，并应将铜区连接到任意直流网络（如 V_IN 或 PGND）。分离信号地与功率地。所有小信号元件的地应统一返回至 SGND 引脚的一点，该点再就近连接至功率源（即开关 M2 和 M3）附近的 PGND。尽量将开关 M2 和 M3 靠近控制器放置，同时保持 PGND、BG 和 SW 走线短而粗。将高 dV/dT 节点（SW1、SW2、BST1、BST2、TG1、TG2）远离敏感的小信号节点。由开关 M1、M2、D1 和输入电容 C_IN 构成的回路应具有短的引线长度和 PCB 走线；同样，由开关 M3、M4、D2 和输出电容 C_OUT 构成的回路也应尽量缩短引线和走线。输出电容的负极（–）端子应尽可能靠近输入电容的负极（–）端子连接。将顶部驱动器自举电容 C1 紧邻 BST1 和 SW1 引脚放置；将顶部驱动器自举电容 C2 紧邻 BST2 和 SW2 引脚放置。将输入电容 C_IN 和输出电容 C_OUT 尽量靠近功率 MOSFET 放置。这些电容在升压和降压操作中承载 MOSFET 的交流电流。SNSN 和 SNSP 引脚的走线应并行布置，且间距最小...
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2026/3/17 11:31:00
LT3790 是一款电流模式控制器，可提供高于、等于或低于输入电压的输出电压。LTC 专有拓扑与控制架构在降压（buck）或升压（boost）操作中均使用一个电流检测电阻。所感应的电感电流由反馈放大器 A11 和 A12 的输出——即 Vc 引脚上的电压进行控制。Vc 引脚受三个输入信号控制：一路来自输出环路反馈，一路来自输入电流环路，第三路来自另一个反馈环路。无论哪个反馈输入更高，都将优先起作用，从而迫使转换器进入恒流模式或恒压模式。LT3790 电子元器件被设计为可在两种工作模式之间平滑切换。电流检测放大器 A1 检测 IVINP 与 IVINN 引脚之间的电压，并向放大器 A11 提供预增益。当 IVINP 与 IVINN 间电压达到 50mV 时，A1 输出 IVINMON_INT 至 A11 的反相输入端，此时转换器进入恒流模式。若电流检测电压超过 50mV，A1 输出增大，导致 A11 输出下降，从而减少输送到输出的电流量。以此方式，电流检测电压被稳定在 50mV。输出电流放大器的工作方式类似于输入电流放大器，但其基准电压为 60mV 而非 50mV。输出电流检测电平也可通过 CTRL 引脚调节。将 CTRL 强制拉低至 1.2V 以下，可使 ISMON_INT 与 CTRL 保持相同电平，从而实现电流限制控制。该输出电流放大器支持轨到轨操作。同样地，若 FB 引脚电压高于 1.2V，则 A11 输出降低，以减小电流水平并调节输出电压（恒压模式）。LT3790 提供监控引脚 IVIMON 和 ISMON，它们分别与输入和输出电流放大器两端的电压成比例。主控制环路可通过将 EN/UVLO 引脚拉低来关闭。当 EN/UVLO 引脚电压高于 1.2V 时，内部 14μA 电流源会对 SS 引脚处的软启动电容 CSS 充电。随后，Vc 电压会被钳位在一个比 SS 电压高...
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2026/3/17 11:14:48
一个有源理想二极管进入反向偏置状态时的动态行为，最准确的描述是：先经历一段延迟期，随后进入反向恢复期。在延迟阶段，由于寄生电阻和电感的限制，会积累一定的反向电流。在反向恢复阶段，储存在寄生电感中的能量会被转移到电路中的其他元件上。此时的电流变化率（slew rate）可能高达 100A/μs 或更高。高变化率与串联在输入和输出路径上的寄生电感相结合，可能在 LTC4359 的 IN、SOURCE 和 OUT 引脚处引发潜在破坏性的瞬态电压——尤其是在反向恢复期间。若输入端对地发生零阻抗短路，则问题尤为严重，因为它允许在延迟阶段建立起最大可能的反向电流。当 MOSFET 最终切断该反向电流时，LTC4359 电子元器件的 IN 和 SOURCE 引脚将承受负向电压尖峰，而 OUT 引脚则出现正向电压尖峰。为防止在输入短路条件下损坏 LTC4359，应按下图所示保护 IN、SOURCE 和 OUT 引脚：IN 和 SOURCE 引脚：通过两个 TransZorb® 或 TVS 二极管钳位至 VSS 引脚进行保护。对于 ≥24V 的输入电压，需使用 D4（70V TVS）以在输入短路期间保护 MOSFET 栅极氧化层。在 MOSFET 关断后出现的负向尖峰，可通过 D2（24V TVS）进行钳位；D2 允许最高 24V 的反向输入电压，同时保持 MOSFET 关闭 —— 若无需反向输入保护，则可省略 D2。D1（70V TVS）用于在负载阶跃和过压条件下保护 IN 和 SOURCE 引脚免受正向电压冲击。OUT 引脚：可通过以下方式之一进行保护：使用至少 1.5μF 的输出电容 C_OUT；在 MOSFET 两端并联 TVS 二极管；利用 MOSFET 自身的雪崩击穿能力。注意：若依赖 MOSFET 的雪崩击穿来保护 OUT 引脚，必须确保其 BV_DSS 额定值远低于...
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2026/3/17 11:07:58
LTC4359 是一款正高压理想二极管控制器，用于驱动外部 N 沟道 MOSFET 以替代肖特基二极管。它通过控制 MOSFET 的正向压降，确保即使在轻载条件下也能实现平滑电流传输而不产生振荡。若电源发生故障或短路，其快速关断功能可最大限度减少反向电流瞬态。该器件还提供关断模式，可将静态电流降低至负载开关应用下的 9μA，或理想二极管应用下的 14μA。在大电流二极管应用中，LTC4359 电子元器件可降低功耗、热耗散、电压损耗及 PCB 板面积。凭借其宽工作电压范围、承受反向输入电压的能力以及高温额定值，LTC4359 能够满足汽车和电信应用的严苛要求。此外，LTC4359 还可轻松在具有冗余电源的系统中实现电源“或”功能。具备的特征通过更换功率肖特基二极管来降低功耗宽工作电压范围：4V至80V反向输入保护至-40V9µA低关断电流低150μA工作电流平稳切换，无振荡控制单沟道或背对背N沟道MOSFET提供6引脚（2mm×3mm）DFN、8引脚MSOP和8引脚SO封装AEC-Q100符合汽车应用标准常见应用汽车电池保护冗余电源供应停滞电信基础设施计算机系统/服务器太阳能系统
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2026/3/17 11:03:02
正确使用情况下，LTC1562 滤波器电子元件可承受远超其供电电压的输入信号摆幅。这要求在设计时加以注意——例如，当需要从较小期望信号中滤除大带外干扰时，该特性非常有用。这种对宽范围输入电压的灵活性源于 INV 输入端处于“虚拟地”电位，类似于带有负反馈的运算放大器的反相输入端。LTC1562 本质上响应的是输入电流，而外部阻抗 Z_IN（下图）两端仅出现输入电压 V_IN。为接受超出电源电压范围的输入信号，必须确保：LTC1562 始终处于上电状态（非关断模式）；避免使接收输入的二阶模块的 V1 或 V2 输出饱和。若违反上述任一条件，INV 输入将偏离虚拟地电位，导致过载状况，其恢复时间取决于具体电路细节。如果此过载迫使 INV 输入超出电源电压范围，则可能损坏 LTC1562。防止过载最微妙的一点是：需考虑所有可能的输入信号或频谱，并确保没有任何一个信号会驱动 V1 或 V2 达到电源轨极限。请注意，即使某个通道未被用作信号输出，也不允许其输出饱和。如有必要，可通过降低通带增益（即增大文中图片中的 Z_IN 阻抗）来减小输出摆幅。最后需要解决的问题是：电流和电压限制。流入虚拟地 INV 节点的电流最终会流经驱动 V1 和 V2 的输出电路。因此，输入电流幅度（|V_IN / Z_IN|，见图3）应通过设计限制在小于 1mA，以保证良好的失真性能。另一方面，输入电压 V_IN 出现在外部元件 Z_IN（通常为电阻或电容）两端。该元件当然必须额定能承受施加于其上的电压幅值。
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2026/3/17 10:42:51
LTC1562 是一款具有轨至轨输入和输出的低噪声、低失真、连续时间滤波器电子元器件，其专为 10kHz 至 150kHz 的中心频率 (f0) 而优化。其功能呢描述如下所示：功能描述LTC1562 包含四个匹配良好的二阶、三端子通用连续时间滤波器模块，每个模块均具有一个虚拟地输入节点（INV）和两个轨到轨输出端（V1, V2）。在基本应用中，一个滤波器模块配合三个外部电阻可同时提供二阶低通和带通响应（可见下图，其中使用了一个阻值为 Z_IN 的电阻）。这三个外部电阻用于设定标准二阶滤波器参数：中心频率 f₀、品质因数 Q 和增益。通过内部精密元件与外部电阻 R2 的组合，可设定每个二阶滤波器模块的中心频率 f₀。LTC1562 在出厂时已进行微调，确保当外部电阻 R2 精确为 10kΩ 时，f₀ = 100kHz ±0.5%（PDIP 封装典型值为 ±0.6%）。然而，低通/带通滤波仅是 LTC1562 中二阶/带通模块的一种特定应用。若文中图片中的外部阻抗 Z_IN 变为电容 C_IN（其值仅影响增益，不影响关键频率），则可获得高通响应。此外，通过其他连接方式还可实现零点响应。而且，由于每个二阶模块均采用虚拟地输入结构，因此具备多种运算能力，例如：增益（预放大）多路输入求和与加权处理超出电源电压范围的输入信号直接接受电流或电荷信号这些 Operational Filter™ 频率选择性构建模块的性能几乎可与运算放大器媲美。
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2026/3/17 10:36:07
ADE9000 集成电路电子元器件配备一个由 2048 个 32 位存储单元组成的波形缓冲区。要将数据配置到该缓冲区中，需使用 WFB_CFG 寄存器中的 WF_SRC 和 WF_CAP_SEL 位。数据可来自以下四个来源：Sinc4 输出（32 kSPS）：每个通道的波形缓冲区可容纳 8 ms 的波形数据。Sinc4 + IIR 低通滤波器输出（8 kSPS）：每个通道的波形缓冲区可容纳 32 ms 的波形数据。经 DSP 处理的电流与电压通道波形（8 kSPS）：每个通道的波形缓冲区可容纳 32 ms 的波形数据。经 DSP 重采样的波形（每线周期 128 点）：数据速率随线路周期变化；每个通道的波形缓冲区可容纳 80 ms 的波形数据。对于固定采样率的数据，波形缓冲区提供以下几种填充模式：缓冲区满时停止填充连续填充ADE9000 允许用户选择特定事件来触发波形缓冲区捕获，并提供选项在事件发生时保存当前波形缓冲区地址，以便用户将事件与波形样本同步。当缓冲区处于连续填充模式时，以下波形缓冲区动作可与事件关联：触发时停止填充以触发点为中心进行捕获保存事件地址并继续填充请使用 SPI 突发读取模式读取波形缓冲区内容。默认情况下，该操作会一次性读出波形缓冲区中所有通道的数据。波形缓冲区在最后一个地址被填满后，会在 IRQ0 引脚产生中断。若要使用波形缓冲区功能，DSP 必须处于开启状态。
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2026/3/17 10:23:58
能量累加能量以 8 kSPS 的采样率累加到一个 42 位有符号的内部能量寄存器中。该内部寄存器可累加用户定义数量的样本或半线周期，具体由 EP_CFG 寄存器中的 EGY_TMR_MODE 位配置。当启用半线周期累加时，需通过 ZX_LP_SEL 寄存器中的 ZX_SEL 位配置过零点源。样本数或半线周期数在 EGY_TIME 寄存器中设置。EGY_TIME 的最大值为 8191d。在全量程输入下，内部寄存器将在 13.3 秒后溢出。对于 50 Hz 信号，为防止在半线周期累加过程中发生溢出，EGY_TIME 必须低于 1329（十进制）。在完成 EGY_TIME + 1 个样本或半线周期后，STATUS0 寄存器中的 EGYRDY 位被置位，同时更新能量寄存器。根据 EP_CFG 寄存器中 EGY_LD_ACCUM 位的设置，来自内部能量寄存器的数据会被添加或锁存到用户能量寄存器中。能量寄存器为有符号数，总宽 45 位，分为两个 32 位寄存器，如下图所示。用户可通过 EP_CFG 寄存器中的 RD_RST_EN 位在读取时复位用户能量寄存器。在全量程输入下，用户能量寄存器将在 106.3 秒后溢出。功率累加ADE9000 电子元器件将三相的总有功、无功和视在功率及其基波分量分别累加至对应的 32 位有符号寄存器：xWATT_ACC 与 xFWATT_ACC、xVAR_ACC 与 xFVAR_ACC、以及 xVA_ACC 与 xFVA_ACC。累加的样本数量由 PWR_TIME 寄存器设定。在累积 PWR_TIME + 1 个样本（采样率为 8 kSPS）后，STATUS0 寄存器中的 PWRRDY 位被置位。PWR_TIME 寄存器的最大值为 8191（十进制），最大功率累加时间为 1.024 秒。PHSIGN 寄存器中的 xSIGN 位指示在 PWR_TIME 时间...
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2026/3/17 10:19:36
半导体器件供应商兆易创新GigaDevice宣布正式推出专为电机控制场景量身打造的GD32M531系列32位微控制器，以Arm® Cortex®-M33为核心，集成电机控制专属硬件加速器与高集成度外设资源，凭借优异的运算性能、精准的控制能力与工业级高可靠性，实现双电机+PFC精准调控，为空调外机、空气源热泵、洗衣机/干衣机、洗碗机、多头电磁灶等多种电机控制应用场景提供高能效、高性价比的解决方案。GD32M531系列的核心优势在于专为电机控制优化的硬件架构，从算力、控制精度到保护机制实现全维度升级：内置三角函数及矢量空间SVPWM硬件加速器，专为FOC算法设计，大幅降低CPU运算负荷，使无感FOC算法执行效率大幅提升，实现出色的电机转速控制精度，显著降低运行噪音并提升能效。搭载2路增强型AD-Timers，支持两组FOC独立驱动，配合硬件相移ADC联动触发功能，实现电流、电压信号的同步精准采集，解决传统软件触发带来的延迟问题。创新集成POC>OC端口输出控制器，无需CPU干预即可实现滤波过流保护，响应时间低至微秒级，为电机运行提供全天候安全防护。关键特性：超强算力支撑复杂控制算法采用Arm® Cortex®-M33内核，主频高达180MHz，集成DSP扩展指令集与浮点运算单元Coremark®跑分可达705，DMIPS达267，轻松应对复杂FOC控制算法及多任务处理需求。存储配置方面，配备256KB Flash、64KB Data-Flash及32KB SRAM，满足电机控制程序存储与实时数据处理需求，全区支持ECC纠错功能，保障数据传输完整性。宽压宽温适应严苛环境支持2.7V5.5V宽电压供电范围，适配家电产品多样化电源设计；工作温度覆盖-40℃105℃，结温可达-40℃125℃；具备优异的静电放电（ESD）防护...
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2026/3/17 10:01:05
半导体器件供应商兆易创新GigaDevice宣布，其1.2V超低功耗SPI NOR Flash GD25UF系列已实现8Mb至256Mb全线容量扩展。这一举措精准响应了从高性能AI计算到低功耗电池供电设备等多元应用场景的差异化存储需求。该产品凭借低电压与超低功耗优势，为可穿戴设备、智能耳机、AI ASIC平台、医疗电子等高速发展的新兴应用市场提供强有力支撑，在显著延长终端设备续航能力的同时，将进一步推动产品向边缘AI与超小型化演进，加速新一代智能终端的创新升级。深度适配SoC低电压演进，重塑系统设计架构随着半导体工艺的持续革新，为了追求更高的能效比，主控芯片与处理器工作电压已逐步跨入1.2V时代。兆易创新GD25UF系列SPI NOR Flash应需而生，其1.14V至1.26V的工作电压完美匹配了这一低电压主控平台趋势。GD25UF系列能够与1.2V主控实现电源系统的无缝衔接，开发者无需再为存储器额外配置电压转换电路或复杂的电源管理模块。这种架构上的精简不仅大幅减少了外围元器件的数量，降低了系统整体BOM成本，更从源头上消除了电压转换过程中的能量损耗，显著提升了能源利用效率。双向容量扩展：满足AI计算与小型化双重挑战随着AI基础设施由超大规模数据中心向边缘侧不断延伸，在更大规模模型、更复杂推理任务以及海量数据传输趋势的推动下，AI服务器、高性能计算平台及机器学习系统正面临与日俱增的需求压力。从超大规模数据中心的代码存储，到CXL等高带宽内存互连架构，再到光模块的高速数据传输，稳定可靠的本地非易失性存储正变得愈发关键。为此，GD25UF系列将容量进一步扩展至256Mb，以提供更充足的存储空间，推动AI推理效率与系统灵活性的提升。与此同时，针对物联网、智能可穿戴设备及光模块等对空间布局极其苛刻的应用场景，GD25UF系列提供低至8Mb的小容量选择，并支持WLCSP晶圆级封装。...
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2026/3/17 9:56:33
Mythic选择了Microchip Technology子公司Silicon Storage Technology®（SST®）的memBrain™神经形态硬件知识产权（IP），用于其下一代边缘到企业级模拟处理单元（APU）。Mythic将利用SST的SuperFlash嵌入式非易失性存储器（eNVM）比特单元，每瓦特提供高水平的模拟内存计算（aCIM）性能。该合作使Mythic能够实现120 TOPS/瓦的推理处理，实现边缘和数据中心的高效AI加速：Mythic的APU目标能效是传统数字图形处理单元（GPU）的100倍。截至目前，Mythic授权的SST SuperFlash技术已发货1500亿套。SuperFlash技术是工业、汽车、消费和计算等多个行业的关键数据和代码存储的事实电子非视频（eNVM）解决方案，并被全球十大半导体代工厂授权使用。Microchip Edge AI业务部副总裁Mark Reiten表示：“Mythic正在工业、汽车和数据中心应用中开创AI推理处理和AI传感器融合的创新解决方案，有效克服当前AI能力的限制。”“作为Mythic下一代产品的核心存储技术，memBrain为边缘和数据中心应用带来了显著的能效和高性能。”memBrain 细胞具备：每个比特单元最多可支持8位数据（8 bpc） 存储单位纳安（nA）比特单元读电流工作温度下10年数据保留10万次耐力循环8 位元的多态写入操作的全状态机控制aCIM的单周期乘加运算Mythic首席执行官Taner Ozcelik博士表示：“Mythic在对eNVM技术的行业范围内广泛搜索后，确定memBrain单元技术最能帮助我们实现客户所需的超低功耗和高性能，”Taner Ozcelik博士表示。“此外，其行业验证的SuperFlash技术在代工厂的广泛可用性，加上SST工程团队的...
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2026/3/17 9:44:51
LT1964 电子元器件具备关断功能，可将静态电流降低至小于 1μA。当 SHDN 引脚被拉低至地电位时，输出将被关闭，偏置电流将降至小于 1μA。SHDN 引脚由内部电流源上拉，因此若该引脚悬空，器件将处于开启状态。为了关闭器件，SHDN 引脚必须被拉低至低于 0.3V（典型值）。为了确保器件开启，SHDN 引脚电压必须高于 1.5V（典型值）。SHDN 引脚的输入电流在低电平时通常小于 1μA，在高电平时通常小于 10μA。当器件处于关断状态时，输出端呈现高阻抗状态。如果输出端连接有大容量电容，建议在关断期间通过外部电阻将输出端放电，以防止在重新上电时产生过大的浪涌电流。此外，SHDN 引脚具有反向保护功能，可以承受低于地电位的电压（最低可达 -20V），而不会损坏器件或导致额外的电流消耗。这使得 LT1964 非常适合用于需要负电压关断控制信号的应用场景。热保护LT1964 内置热限制电路。当结温达到约 150°C 时，热保护电路将关闭输出级，以防止器件因过热而损坏。一旦结温下降约 15°C，器件将自动恢复正常工作。热保护电路旨在防止因持续过载条件导致的灾难性故障；在正常工作条件下，不应触发此保护机制。
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2026/3/16 13:33:47
LT1964 电子元器件的设计为可与多种输出电容稳定工作。输出电容的等效串联电阻（ESR）会影响稳定性，尤其在小容量电容时更为显著。为防止振荡，推荐使用最小值为 1μF、且 ESR ≤ 3Ω 的输出电容。由于 LT1964 是一款微功耗器件，其输出瞬态响应性能取决于输出电容值：较大的输出电容可减小峰值偏差，并在负载电流发生较大变化时提供更优的瞬态响应。用于对由 LT1964 供电的单个元件进行去耦的旁路电容，会增加有效输出电容值。对于陶瓷电容的使用需额外注意。陶瓷电容采用多种电介质材料制造，每种材料在不同温度和施加电压下表现出不同的特性。最常见的电介质类型按 EIA 温度特性代码分类，包括 Z5U、Y5V、X5R 和 X7R。Z5U 和 Y5V 电介质适合在小封装内提供高电容值，但它们往往具有较强的电压系数和温度系数，如下面两张图片所示。当用于 5V 稳压器时，一个标称 16V/10μF 的 Y5V 电容，在施加直流偏置电压并覆盖整个工作温度范围后，其实际有效电容可能降至仅 1μF 至 2μF。相比之下，X5R 和 X7R 电介质具有更稳定的特性，更适合用作输出电容。其中，X7R 型在温度范围内具备更好的稳定性，而 X5R 成本较低且有更高容值可选。但仍需谨慎使用 X5R 和 X7R 电容：X5R 和 X7R 编码仅规定工作温度范围及最大电容随温度的变化率；虽然它们因直流偏置导致的电容变化优于 Y5V 和 Z5U 电容，但该变化仍可能足够大，导致电容值跌落至不合适的水平。随着元件封装尺寸增大，电容器的直流偏置特性趋于改善，但在实际工作电压下的预期电容值仍需验证。电压系数和温度系数并非唯一的问题来源。部分陶瓷电容具有压电效应。压电器件会在其端子间因机械应力产生电压，其原理类似于压电加速度计或麦克风的工作方式。对于陶瓷电容而言，这种应力可由系统振动或热瞬变引起。由此产生的电压可...
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2026/3/16 13:29:21
LT1964 电子元器件的可调版本输出电压范围为 –1.22V 至 –20V。输出电压由两个外部电阻的比值设定，如图 1 所示。器件通过调节输出，使 ADJ 引脚电压维持在相对于地的 –1.22V。此时，流经 R1 的电流等于 (–1.22V)/R1，而流经 R2 的电流则为 R1 中的电流加上 ADJ 引脚偏置电流。在 25°C 时，ADJ 引脚偏置电流为 30nA，该电流从 ADJ 引脚流出并经过 R2。输出电压可通过下图中的公式计算得出。为尽量减少因 ADJ 引脚偏置电流引起的输出电压误差，R1 的阻值应小于 250kΩ。请注意，在关断状态下，输出被关闭，分压器电流将为零。可调器件在测试和规格定义时，默认将 ADJ 引脚连接至 OUT 引脚，并施加 5μA 直流负载（除非另有说明），且输出电压设为 –1.22V。对于大于 –1.22V 的输出电压，其规格参数将与所需输出电压相对于 –1.22V 的比例成正比，即：(VOUT / –1.22V)。例如，当 VOUT = –1.22V 时，负载调整率（对应于输出电流从 1mA 变化到 200mA）典型值为 2mV；而在 VOUT = –12V 时，负载调整率为：(–12V / –1.22V) × (2mV) = 19.6mV
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2026/3/16 13:25:09
上电与复位当ADS1220电子元器件上电时，会执行一次复位操作。该复位过程大约耗时 50 μs。复位完成后，所有内部电路（包括电压基准）均已稳定，可与器件进行通信。作为复位过程的一部分，器件会将配置寄存器中的所有位重置为各自的默认设置。默认情况下，器件被设置为单次转换模式。上电后，器件使用默认寄存器设置执行一次单次转换，然后进入低功耗状态。当转换完成时，DRDY 引脚从高电平跳变为低电平。DRDY 引脚的高到低跳变可用于指示 ADS1220 已就绪并可投入使用。此上电行为旨在防止系统在启动期间因电流浪涌而受到影响，特别适用于对电源要求严格的系统。转换模式器件可在两种转换模式中运行，这两种模式可通过配置寄存器中的 CM 位进行选择：单次转换模式和连续转换模式。单次转换模式在单次转换模式下，器件仅在发出 START/SYNC 命令时执行一次转换。随后，器件执行一次单次转换，并返回至低功耗状态。在此低功耗状态下，内部振荡器和所有模拟电路（除激励电流源外）均被关闭，直到下一次转换开始。此外，在转换过程中写入任何配置寄存器也会启动一次新的转换。向正在进行的转换中写入任何配置寄存器的功能等同于一个新的 START/SYNC 命令，它会停止当前转换并重新启动一次单次转换。每次转换都能完全建立（假设模拟输入信号在转换开始前已稳定至其最终值），因为器件的数字滤波器在一个周期内即可建立完毕。连续转换模式在连续转换模式下，器件持续执行转换。当一次转换完成后，器件将结果存入输出缓冲区，并立即开始下一次转换。为了启动连续转换模式，必须先将 CM 位设为 1，然后发送一个 START/SYNC 命令。第一次转换将在 START/SYNC 命令最后一个 SCLK 下降沿之后的 210 · t(CLK)（正常模式、占空比模式）或 114 · t(CLK)（涡轮模式）后开始。在正在进行的...
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2026/3/16 11:52:14
控制架构部分简要介绍了LM5163的二极管仿真（DEM）功能。转换器在轻载条件下进入DEM模式，此时电感电流衰减至零，同步MOSFET关断以防止系统中出现负电流。在DEM状态下，负载电流低于峰值电感电流纹波的一半，当负载进一步降低时，开关频率随之下降，器件以脉冲跳跃模式工作。当V_FB降至1.2V以下时，会产生一个开关脉冲。随着工作频率降低，且V_FB保持在1.2V（V_REF）以上、输出电容为负载供电超过15μs时，转换器进入超低I_Q睡眠模式，以防止消耗输入电源。LM5163在睡眠模式下所需的输入静态电流（I_Q）降低至10μA，从而提高了稳压器的轻载效率。在此模式下，所有内部控制器电路均关断，以确保器件的电流消耗极低。这种低I_Q特性使LM5163电子元器件成为延长电池供电应用工作寿命的最佳选择。FB比较器和内部偏置轨保持激活状态，用于检测FB电压何时降至内部参考电压V_REF以下，此时转换器从睡眠模式转换至激活模式。从睡眠状态到激活状态的唤醒延迟为9μs。
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2026/3/16 11:33:37
TPS82140 同步降压转换器 MicroSiP™ 电源模块基于 DCS-Control™（直接控制，无缝切换至省电模式）技术。这是一种稳压拓扑结构，结合了迟滞控制和电压模式控制的优点。DCS-Control™ 拓扑在中等至重负载条件下工作于 PWM（脉冲宽度调制）模式，在轻负载电流下则工作于 PSM（省电模式）。在 PWM 模式下，转换器以其标称开关频率 2.0 MHz 运行，并在输入电压范围内保持受控的频率变化。随着负载电流减小，转换器进入省电模式，降低开关频率并最小化 IC 的静态电流，从而在整个负载电流范围内实现高效率。DCS-Control™ 通过单一构建块支持这两种工作模式，因此可实现从 PWM 到 PSM 的无缝过渡，且不影响输出电压。TPS82140 电子元器件提供卓越的直流电压调节能力和负载瞬态响应性能，同时具备低输出电压纹波，最大限度地减少对射频电路的干扰。具备的特性：• 3.0mm x 2.8mm x 1.5mm MicroSiP™封装• 输入电压范围：3.0V 至 17V• 2A 持续输出电流• DCS-Control™拓扑技术• 在轻负载条件下实现高效率的省电模式• 20µA 静态工作电流• 0.9V 至 6V 可调节输出电压• 可实现最低压降的 100% 占空比• 电源正常输出• 具有跟踪功能的可编程软启动• 热关断保护• 与 TPS82130 和 TPS82150 引脚对引脚兼容• -40°C 至 125°C 的工作温度范围• 使用 TPS82140 并借助 WEBENCH® 电源设计器创建定制设计方案
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2026/3/16 11:25:38