在本文中，我们将讨论放大器的品质因数，并且在此过程中，您希望能够直观地了解如何根据数据表为您的应用选择放大器。
微波放大器的品质因数分为三类：
| 主要功能 | 影响电气性能的因素 | 影响可用性或便利性的因素 |
| 获得 | 噪声（噪声系数/因数/温度） 相位噪声 增益饱和度 (P1dB/Psat) 非线性失真 谐波产生 多音谐波失真 (IP3 & IP2)
| 回波损耗/VSWR 反向隔离 稳定 效率 尺寸 包装 偏置要求 成本
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以上是放大器特定的品质因数。本文中定义了密切相关的系统级品质因数，但它们通常不会出现在数据表中。无源元件（功率分配器、定向耦合器）可以通过 S 参数和简短的数据表轻松表征，因为它们的参数仅随温度和阻抗而轻微变化，而不会随功率水平变化。放大器是非线性器件，因此每个品质因数都会随着输入功率、偏置和信号特性的变化而变化。放大器有时也设计为在非 50Ω 环境中运行，因此它们的全部特性数据范围要广泛得多。必须针对给定的一组条件定义每个品质因数。
主要组件功能
微波放大器的主要功能是增加电信号的幅度，由增益量化。微波放大器的增益是指输出功率与输入功率之比，以 dB 表示，在 50Ω 系统中在给定频率、偏置条件和温度下指定。最好在经过校准的矢量网络分析仪 (VNA) 上进行测量。增益通常以“小信号增益”来衡量，其中输入功率电平足够低，以至于增益非常弱地依赖于输入功率。
影响电气性能的因素
无杂散动态范围(SFDR) 是指系统检测高功率和低功率信号的能力；它是系统性能的最终衡量标准。它总是受到低功率端的噪声和高功率端的非线性失真的限制。
噪声系数（以 dB 表示）、噪声系数（无单位）和等效 噪声温度（以 K 表示）是量化相同效果的不同方法：随机信号波动应用于放大器放大的输出信号。在任何高于 0 开尔文的系统中，由于电子的热能，都会出现随机的电信号波动。该噪声和所需信号被相同的增益值放大。晶体管中的量子过程增加了进一步的随机波动，表现为输出信号上的噪声；噪声因子测量添加??到输入噪声等于热本底噪声的信号中的这些波动的幅度。噪声系数以对数单位表示相同的比率。等效噪声温度表示产生相同噪声量的噪声源的温度，它取决于测量带宽。主要取决于接收器中第一级放大器的噪声系数和任何先前的损耗。
相位噪声是一种特殊类型的随机电气波动，会影响信号的时序（相位）。在放大器中，它来自所用晶体管的固有1/f 噪声的上变频、AM-PM 噪声、白噪声和其他来源。它被量化为在给定的载波偏移频率下以 dBc/Hz 为单位的功率谱密度。相位噪声是检测小频移的高灵敏度雷达系统的一个限制性能因素。只有在需要检测接近载波的信号时，它才会影响动态范围。
在高端，饱和输出功率(Psat) 是最大射频/微波功率，以 dBm 或瓦特表示，放大器在给定频率、偏置条件和输出负载下可以产生。在功率放大器中，输出调谐通常同时针对输出功率和效率进行优化。如果将高于 Psat 的功率电平注入放大器，它将充当衰减器并表现出奇怪的行为（如果它没有损坏）。
随着输入功率的增加，放大器的增益逐渐降低，直到达到饱和输出功率。产生比小信号增益小 1 dB 的增益的输入功率称为输入 1 dB 压缩点（输入 P1dB，以 dBm 表示），输出功率称为输出 1 dB 压缩（输出 P1dB，也表示为分贝）。其他常见的压缩点是 3 dB、5 dB 和 0.1 dB。对于放大器，压缩点通常表示为输出而不是输入。
通常只有恒定功率放大器（例如单音驱动放大器）或相位调制功率放大器在 Psat 或附近运行。宽带信号放大器通常受到非线性失真的限制，功率电平远低于饱和，具体取决于所需的信号完整性。
当放大器响应表现出对输入功率的依赖性时，就会出现非线性失真。放大器电路中有许多元件可以表现出输入功率依赖性（例如，晶体管电容取决于电压）。然而，最突出的非线性来自增益饱和。
对于单音输入，增益失真会导致偶次和奇次谐波产生（量化为以 dBc为单位的谐波抑制，有时称为HD2、HD3）。对于多音或宽带输入信号，增益失真会导致多音谐波失真，对于放大器本身而言，这通常以 dBm 为单位量化为IP3 和IP2 。在本文结尾处定义和探讨了许多其他非线性失真的系统级指标。
影响便利性和可用性的因素
与之前讨论的品质因数不同，以下因素不一定会影响系统的动态范围，但它们是系统设计人员必须考虑的因素。首先是所有射频/微波组件共有的因素：回波损耗和VSWR。回波损耗是任一端口的入射功率与反射功率之比（以 dB 表示），而 VSWR 是所得驻波模式中峰值和波谷的线性比率。这两个数字以不同的方式表示相同的放大器特性，通常称为“匹配”系统参考阻抗（通常为 50 或 75Ω）的特性。
宽带线性信号和驱动放大器的匹配通常不如功率分配器等无源元件，但优于混频器。10-15 dB 回波损耗或 1.4-2:1 VSWR 的值是合理的。晶体管是高反应性元件，很难在宽带宽上匹配，尽管在窄带上可以实现非常好的匹配。功率放大器和低噪声放大器有不同的问题。如第 1 部分所述，LNA 故意与 50Ω 不匹配，以防止噪声被传递到输入中。同样，PA 更适合效率和功率输出，而不是回波损耗。
反向隔离是指放大器在反向的插入损耗，以dB为单位。在晶体管的小信号模型中，从漏极/集电极到栅极/基极的唯一传导路径是通过一个小电容。这意味着隔离在低频开始时非常好，但在高频时会降低。放大器经常用作缓冲器，以在 RF 系统中的各级之间提供隔离，作为笨重的磁隔离器的有吸引力的替代品。
这里值得一提的是，宽带输出回波损耗和隔离对于 LO 驱动放大器尤为重要。由于混频器在所有三个端口上都充当多音源和负载，因此 LO 端口将产生宽带宽的音调。如果 LO 缓冲放大器的输出回波损耗良好，这些将被有效吸收而不会造成问题。否则，它们可能会反射并产生驻波和转换损耗波纹。同样，如果隔离效果不佳，则音调将通过放大器到达 LO 源，可能会混合并从 LO 源产生不需要的谐波。
放大器设计艺术的一半在于满足电气性能标准，另一半在于保持稳定性。 要创建一个振荡器，您只需要一个噪声源和一个具有单位增益的同相反馈环路。微波放大器中始终存在噪声和增益，因此必须仔细控制反馈路径以防止不希望的或寄生振荡。共有三种常见的反馈路径
从输出反射回放大器，这取决于放大器负载
从放大器的输出到放大器的输入，无论是辐射还是通过杂散传输线
从输出返回通过晶体管偏置线
第一反馈路径主要可以通过保证无条件稳定性来设计。如果放大器在任何无源负载下都不会振荡，则放大器是无条件稳定的，也就是说，只要反射回放大器没有增益。这可以通过一对称为无条件稳定性的 Rollett 准则（使用 K 因子）的不等式来设计，并且它通常是线性信号放大器和驱动放大器的一个特征。功率放大器通常是条件稳定的，只要源，特别是负载阻抗落在可接受值的某个范围内，它就不会振荡。重要的是不要在开路的情况下为条件稳定的放大器上电，否则可能会振荡并损坏放大器。
接下来的两个反馈路径可以设计用于片上（用于 MMIC 放大器），但它们取决于完整的放大器工作环境，包括偏置线和封装。不充分的隔离通常发生在辐射效应较高的非常高的频率或难以实现隔离的非常低的频率（旁路电容不那么有效）。
这意味着虽然可以设计稳定性，但很难证明实验上。振荡往往发生在晶体管增益高的极低频率（低于测量设备范围）和辐射效应更明显的极高频率（再次高于测量设备范围）。振荡可能存在于放大器内部，但不会出现在放大器电路之外，因为它可能被阻塞或过滤。当直流功耗出现意外波动时，放大器输出出现意外的杂散产物，无输入时输出功率很高，或者放大器对其环境非常敏感，这些都表明放大器存在稳定性问题。应特别注意偏置网络并尽量减少放大器工作环境的腔 Q，
放大器特有的另一个因素是效率，它以许多不同的方式表示，但最常见和相关的是功率附加效率(PAE)。PAE 是增加的射频功率（射频输出功率减去射频输入功率）与直流功率之比，以百分比表示。对于 LNA 等高增益放大器，PAE 将非常接近漏极效率，即输出射频功率与直流功率之比。出于几个原因，效率很重要。显然对于移动应用来说，效率决定了系统的电池寿命。对于机载或天基系统，总功率会受到平台发电能力的限制，而射程则由放大器的输出功率决定，因此射程有效地取决于功率放大器的效率。
然而，所有系统最常见的效率问题是散热。所有不作为 RF 功率输出的 RF 和 DC 功率输入都以热量的形式消散。热量是放大器的死敌。由于晶体管的物理特性，放大器效率更高，噪声系数更低，并且在低温下具有更高的增益（这也使它们更容易在低温下振荡）。随着温度升高，放大器的可靠性会降低，以平均故障时间表示. 随着温度升高，平均失效时间呈指数下降。这种热量也会影响所有周围组件的可靠性。出于这个原因，需要高效的功率放大器来降低密集系统的冷却要求，即使在电力充足且便宜的陆地应用中也是如此。
需要注意的是，直流功耗是输入功率的函数。随着输入功率的增加，直流功耗通常会增加，但射频输出功率增加得更快，从而提高效率。当放大器被严重压缩时，PAE 通常最高。在考虑放大器的效率、电流消耗或散热时，重要的是要考虑放大器将看到的输入功率并记录该输入功率和频率下的直流电流。
效率与功率密切相关，功率是首字母缩写词SWaP中的 P ，表示尺寸、重量和功率。SWaP 很大程度上取决于放大器的封装。虽然上述所有考虑因素都适用于所有微波放大器，但这些放大器可以采用从微型芯片到完整机架安装系统的封装。按体积计算，最常见的微波放大器是 RFIC 中的集成 CMOS 放大器。有许多放大器可作为裸片或封装在高性能陶瓷或低成本塑料表面贴装封装中。其他放大器作为表面贴装晶体管与表面贴装电路板上的匹配和偏置元件结合使用。
封装是其他几个便利因素之一，即使在必须牺牲电气性能的情况下，也可能最终成为某些应用的交易破坏者。某些外形尺寸（如手机）需要小型封装，有时这需要奇特的芯片级封装，例如倒装芯片。异乎寻常的封装可以节省尺寸，但需要先进的 PCB 和组装技术，这会降低放大器产品对大多数客户的可用性。最容易使用的封装通常是与标准表面贴装回流条件兼容的封装。
不同的晶体管技术有不同的偏置要求，这可能是一个严重的便利因素。许多应用中性能最高的晶体管是耗尽模式，这意味着它们通常处于“开启”状态，除非施加负偏压。这意味着需要负电压生成和排序，这可能涉及复杂的电路，增加了系统的尺寸、成本和复杂性。一些晶体管可以通过接地栅极（例如 ADM 系列）安全运行，这意味着负偏压是可选的，不需要排序。还有其他晶体管技术（例如 HBT 和增强模式晶体管）通常处于关闭状态，这意味着根本不需要负偏置，而正偏置提供偏置。根据应用程序，这可能涉及性能权衡。
这将我们带到了最后一个考虑因素，成本. 成本最低、最普遍的微波放大器是手机中塑料封装的无线通信芯片，它们几乎总是集成在具有其他功能（如滤波和开关）的多芯片模块中，有时它们集成在同一个芯片上。这些组件成本如此之低的原因不是制造技术甚至封装，而是体积。体积很容易成为放大器成本中最重要的一个因素。复杂的多芯片模块只需几美元即可生产，而由于批量生产的经济性，即使是基本的定制设计也可能花费数千美元。从可靠性的角度来看，放大器需要大量投资来设计和验证。
我们对放大器品质因数的讨论到此结束。希望这能让您对设计微波系统时应注意的因素有一个基本的了解。对于本介绍中提到的每个因素，您都可以找到许多公开的参考资料。在我们的下一个装置中，我们将讨论基本的微波放大器电路。
放大器和微波系统中的失真效应
在这里，我们将说明放大器中的基本增益饱和如何产生不同的非线性失真效应。如上所述，放大器非线性失真通常仅通过 P1dB、IP2、IP3 和谐波生成来量化。但是，我们将在此处讨论这些基本失真效应产生的许多其他系统级规范。
首先考虑将单音放入具有简单饱和特性的放大器中。该放大器对称地饱和，具有低于 ±0.5V 的恒定增益和高于或低于该值的恒定输出电压。
当放大小信号单频音时，输出是输入的缩放版本，频域仅包含单个输入频率。当输入是幅度较大的音调时，放大器会“削波”信号的上下部分，从而产生更多的方波。在频域中，在3f、5f、7f和所有其他奇次谐波处有额外的音调。要点是对称压缩会产生奇次谐波。
请注意，在信号开始压缩后，基波功率会继续增加，但平坦化来自于在高次谐波中添加的额外功率。
接下来，我们将研究一个放大器，它对所有负电压都具有线性增益，并且仅在正侧饱和，如 AB 类放大器：
小信号再次被正确放大，但大信号不对称地削波。在频域中，您现在可以看到2f、4f处的谐波，以及除奇次谐波之外的其他偶次谐波。从中得出两个结论：
不对称放大器饱和导致偶次谐波失真，表现为时域的占空比失真
放大器谐波失真和生成取决于偏置条件
现在考虑一个具有两个相等功率音的放大器，频率为f ±δf，它们之间的频率差很小，作为输入。当两个具有不同频率的相同功率音调结合时，它们会产生一个“拍”信号，该信号具有周期性的零点和峰值，其电压是任一信号单独电压的两倍。
即使两个信号的幅度远低于在 CW 情况下引起谐波失真所需的幅度，峰值也会被切断。这称为双音互调失真，是量化多音互调失真的一种特殊方法。这种失真会在f ±2δf处产生非常接近信号且难以滤除的边带。这些边带音称为三阶互调产物，f±2δf处的边带音中的功率与载波的比值仅称为IM3；它以 dBc 表示，并在给定的基音输出功率下指定。
类似地，在2f处产生的音调称为二阶互调产物。该音调与所需基波的比率称为IM2，对于指定的输入功率也以 dBc 表示。通常，使用均以 dBm 表示的输入功率不变输出三阶截点(OIP3) 和输出二阶截点(OIP2) 来代替。这些值的含义在许多其他地方都有描述，因此我们不会讨论它，但为了方便起见，此处包含了公式，其中所有值的单位为 dBm 或 dBc，而 P O指的是所需音调之一的输出功率：
再考虑一个例子，我们有四个音调，而不是两个音调：
再次，峰值甚至大于它们对于可比较的双音输入的峰值，因此必须进一步减少输入信号以保持线性信号放大。对于具有更多音调的更复杂信号，或者对于必须同时放大多个信号的放大器，峰值可能更大。虽然原因是电压现象，但这通常表示为峰值与平均功率比(PAPR)，以 dB 表示，顾名思义，它只是调制格式中的峰值功率与平均功率的比值。对于双音信号，PAPR 是 3 dB，对于四音信号，它是 6 dB。为保持线性放大而必须降低输入信号的量称为回退，以 dB 表示，通常略高于 PAPR。
现代无线通信的主要挑战是有限的带宽，这将即使是一小部分频谱的成本也推高到数十亿美元。解决方案一直是使用更先进的调制格式（例如码分多址(CDMA) 和正交频分复用(OFDM)），从而在整个频谱上有效地扩展功率。这些格式通过创建看起来非常类似于随机噪声（单频音调不携带信息）的信号来最大化带宽的数据容量。这种随机出现也意味着 PAPR 非常高，这会将负担很大程度上转移到功率放大器上，以便为这个复杂的信号提供线性放大。
CDMA 和 OFDM 的方形频谱格式会产生称为频谱再生的宽带互调失真，可以通过多种方式对其进行量化。这相当于同时出现许多 IP3 音调，并且与 IP3 一样，互调产物既表现为信号上的噪声，又表现为相邻频道的功率泄漏。主音功率与邻道功率之比称为邻道功率比（ACPR），它是在给定带宽内定义的。频谱再生、ACPR 和另一种常见的信号质量测量方法，称为误差矢量幅度(evm) 是针对给定调制方案测量的，因此是系统级规格。只有 IP3 和 IP2 作为放大器组件规格给出。需要注意的是，与真实噪声不同，频谱再生和 IP3 是确定性的，这意味着它们可以通过预失真或信号消除进行补偿。
现在让我们看看真正的宽带驱动放大器ADM-0012-5931SM中的饱和度是什么样的。这是一款高效的低功率放大器，具有相应的低 P1dB 和 IP3。
当放大器接近饱和时，信号会因电压可变增益而失真，并观察到非线性。正如您在上图中所见，当偏置在 3V 漏极偏置与 7V 栅极偏置时，ADM-0012-5931SM相对于其 Psat 具有较低的 P1dB。这意味着非线性出现在具有较低偏置条件的较低输入功率水平上，这确实是我们在查看谐波生成时所看到的（一种非线性）：
这些非线性在时域中的信号上是什么样子的？这取决于许多因素，包括放大器支持多少带宽。理想的宽带放大器会通过简单地截断输出信号的末端而达到饱和，但这会产生需要支持更高次谐波的快速转换。这几乎与我们在 3 GHz 驱动ADM1-0026PA时看到的完全一样，它可以支持更高频率的谐波。这种效果是可取的，并且可以通过换向混频器来利用，例如T3 混频器系列（这在 T3 混频器入门中有详细说明）。具有讽刺意味的是，放大器的非线性有助于创建更线性的混频器。